◎アナログ回路
※レイル・ツー・レイル動作 （rail to rail operation）
一般的にOPアンプの最大出力電圧振幅は，電源電圧の上限および下限より1～2V程度少ない．したがって，動作電源電圧が低いと，出力電圧が十分取り出せない．それに対し，レイル・ツー・レイル動作のOPアンプは，出力電圧をほぼ電源電圧いっぱいまで取り出すことができる．
◆電子回路における交流
※通常の交流(AC : Alternating Current)
電圧の正負が変わり、電流の流れる向きも変わる。
※通常の直流(DC : Direct Current)
時間の経過とともに電圧や電流が変化しない。
※電子回路で扱うアナログ信号
基本的に正の方向のみの信号変化を考える。交流とはいっても電圧、電流の向きが変化しない。正負の方向にある信号は、電圧を持ち上げて正方向だけの信号とするのが普通（バイアスを与える）
＿◇信号のバイアスの与え方。
①まず、入力信号のバイアスを一端とりのぞく（入力信号にあるバイアスが実際にどのくらいあるかわからないため）
⇒直列にコンデンサをいれ直流成分を取り除く
②バイアスを与える
⇒与える電圧を抵抗を介して接続する（プルアップ）
抵抗値は通す必要のある電流によるが10k~100kΩ
※入力波形にある周波数のバイアスが掛かっている場合も、コンデンサの値により調整できる。
◆オペアンプ
operational amplifier
演算増幅器
信号増幅器は、演算増幅回路により構成されている。演算増幅回路の基本動作は、入力電圧を増幅するものである。回路にはオペアンプ素子が使用されており、素子一つには数十個のトランジスタが含まれている。素子の理想的な特徴は次の通りである。
・入力インピーダンスは無限大
・増幅度は無限大
・出力インピーダンスはゼロ
・周波数特性は一定
・入力端子間の電流はゼロ
・スルーレート無限大
・雑音ゼロ
＿◇インプリメンテーション
素子は、2ピンの差動入力端子、1ピンの出力端子、プラス・マイナス二つの電源端子から構成されている。実際の裸利得は10^4以上、一般に10^5[100dB]以上。負帰還回路で使用する前提なので、負帰還による不正発振を防止するため、位相補正用ＣＲの外部接続ピンがあるものもある。また、直流を含む信号を増幅する場合、無信号時の出力をゼロにするため内部回路のアンバランスにより発生するオフセットを補正することができるような回路構成のものもある。
例）ＴＩ、ＴＬ０８１
入力抵抗１０＾１２Ω
出力抵抗５０～１００Ω
増幅度１２０ｄＢ（１００万倍）
＿◇原理動作
＋端子＞－端子
出力信号は＋電圧
－端子＞＋端子
出力信号は－電圧
＋端子＝－端子
出力信号０V
＿◇図記号
反転入力端子 －
非反転入力端子 ＋
としてあらわす。
※電源を省略しない記法と省略する記法がある
＿◇電源供給
①２電源方式
基準電圧に対して正電圧＋Ｅと負電圧－Ｅを準備し、オペアンプのＶ＋とＶ－にそれぞれ与える。
入力ピンの帰線は基準電位。
出力ピンと基準電位の間で出力電圧をとる。
※＋Ｅと－Ｅを絶対値を等しくとるのが通常。
±１２Ｖ、±１５Ｖなど
②１電源方式
電源ＥをＶ＋に、ＧＮＤをＶ－にとる。入力ピンの帰線接続点の電位を得るために、電源電圧Ｅを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割し、バイアス電圧を作る。また、バイアス電源の交流に対するインピーダンスを下げるために、Ｃ１，Ｃ２もいれる。出力中の直流成分を阻止する必要がある場合にはＣ３を入れる。
┌───┬───────┬───────┐
┌─┴┐┌─┴┐ │ │
│Ｃ１││Ｒ１│ │Ｖ＋ │
└─┬┘└─┬┘┌──┐┌─┴┐ ┌┴┐
│ ├─┤～１├┤ＯＰ│┌──┐ │Ｅ│
├───┤ └──┘│ ├┤Ｃ３├┐│ │
│ │ ┌──┐│ │└──┘││ │
│ ├─┤～２├┤ │ ││ │
│ │ └──┘└─┬┘ 出力└┬┘
┌─┴┐┌─┴┐ │ │
│Ｃ２││Ｒ２│ │Ｖ－ │ │
└─┬┘└─┬┘ │ │ │
└───┴───────┴─────┴─┘
※出力ピンに流入する負荷電流の直流成分がＶ＋側振幅とＶ－側振幅とで不平衡になるばあい、バイアス電圧が乱れるので、ボルテージフォロワ回路などで内部インピーダンスの低いＧＮＤを作り、これを基準電位として、１つの電源を実質的に２電源に変換して使うことがある。
※単電源動作のオペアンプ
＋５Ｖ，＋１２Ｖなど
＿◇出力電圧のダイナミックレンジ
出力ピンから有効に取り出せる電圧範囲は、電源電圧から、内部吸収電圧（内部回路の能動状態を保持するために必要な電圧）を差し引いた範囲
※レイルツーレイルアンプでは、内部のために使われてしまう電圧がほとんど無い。
＿◇オペアンプ用電源回路
基本条件
電圧安定
内部インピーダンス無視できる程度に低い
残留雑音小さい
①ブリッジ整流２電源
ＡＣ１００Ｖよりトランスで１０Ｖ前後の交流を得て、ブリッジ整流して±１２Ｖ程度の２電源を得る。（通常、これに定電圧回路を追加して安定化する）
②スイッチングレギュレータ（ＡＣＤＣ）、ＤＣＤＣコンバータ
原理的に出力にスパイク状の雑音が乗るので、フィルタを入れる必要がある場合がある。高周波雑音対策つきがのぞましい。
③電池
＿◇一点アース
①各単位回路毎にアース点は１点にまとめる
②電源のアース点など雑音電圧がもっとも少なくなる点１箇所だけをケースにアースする。（複数箇所をアースすると雑音を拾いやすい）
＿◇電源バイパス
①低周波信号については、数個以上のオペアンプに共通に、電解コンデンサなどの比較的大容量のコンデンサを基準電位と＋Ｅ、－Ｅの間にいれる。
②高周波（数十kHz以上）各オペアンプのＶ＋、Ｖ－と回路毎のアース点に0.01-0.1uF程度の周波数特性のよいコンデンサでバイパスする。
※電源バイパスをしないと、過渡的な不正動作を招くことがある。
＿◇オペアンプの動作
①＋入力が－入力より＋に増大すれば、出力は＋方向に増大する。
②－入力が＋入力より＋に増大すれば、出力は－方向に増大する。
＿◇イマジナリショート
通常、オペアンプは、ネガティブフィードバックをかけ、外部回路定数により正確に任意の増幅度を得るように設計される。
ほぼ無限大とみなせる裸利得に対して、有限な出力電圧を得るため、実動作時には、＋、－の入力ピン間の差入力は非常に小さい。正常な動作字には、ほとんど同電位とみなせるので、イマジナリショートと呼ぶ。
※ネガティブフィードバックをかけた増幅回路でのみイマジナリショートの考え方が成立する
※仮想短絡の動作の模式図
Ｘ点は仮想短絡により０Ｖになろうとする。
⇒入力電圧が上がれば、出力電圧が下がってつりあいをとる
⇒入力電圧が下がると、出力があがる
⇒出力電圧はＲ１とＲ２の比だけできまる
○──────┐
┌┴─┐
│Ｒ１│
└┬─┘
│
０Ｖ 仮想短絡│
├─┐ ┌──┤Ｘ
┌┴─┴┐ │
│＋ －│ │
│ │┌┴─┐
└─Ｖ─┘│Ｒ２│
│ └┬─┘
└───┴──○出力
※非反転増幅回路おけるイマジナリショート
Ｘ点は仮想短絡により信号と同じ電位になろうとする。
⇒入力電圧が上がれば、出力電圧もあがる
⇒入力電圧が下がると、出力も下がる
⇒出力電圧はＲ１とＲ２の比だけできまる
Ｖｉ＝（Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２））＊Ｖｏ
Ｖｏ＝（１＋（Ｒ２／Ｒ１））＊Ｖｉ
┌───┬──○出力
│ ┌┴─┐
│ │Ｒ２│
│ └┬─┘
┌─＾─┐ │
│ │ │
│＋ －│ │
└┬─┬┘ │
○─┘ └──┤Ｘ
信号 仮想短絡│
┌┴─┐
│Ｒ１│
０Ｖ └┬─┘
├──────┘
＿◇スルーレート
Slew rate
１μSにどれくらい電圧を上げることができるか、というレート。
１Ｖ／１μＳから数Ｖ程度
＿◇オフセット
＋に０Ｖ、－に出力をフィードバックをした形など、本来出力が０Ｖになるべきような回路なのに、電圧が出てくるとき、これをオフセット電圧と呼ぶ
数ｍＶから数μＶ
＿◇反転増幅回路
┌──┐
┌←─┤Ｒ２├┐
│ └──┘│
┌──┐│┌────┐│
┌┤Ｒ１├┴┤－ ＯＰ├┴─○
↑└──┘┌┤＋ │ 出力
┌┴┐ │└────┘ ○
│～│ │ │
└┬┘ │ │
┴ ┴ ┴
※－入力はほとんどＨｉＺで、かつイマジナリショートでＧＮＤ電位。Ｒ１流れる電流とＲ２流れる電流は足せば０とみなせる。入力電圧と出力電圧の比はＲ２，Ｒ１の比で決まる。
①電圧増幅度
Ａｖ＝－Ｒ２／Ｒ１
②入力抵抗
入力信号源からみればＲ１が入力抵抗に見えるので、Ｒ１をあまり小さく選ぶと信号源に負荷がかかる。
③出力抵抗
ほとんどゼロとみなせる
④周波数特性
一般的な汎用オペアンプ
電圧増幅度１０～１００倍（２０～４０ｄＢ）
小信号で100kHz
大信号で10kHz
増幅度が低下する。
※一般にオペアンプの消費電力を大きくし、Ｒ１，Ｒ２を小さくするほど、周波数特性は良くなる。
＿◇非反転増幅回路
┌──┐
┌─←─┤Ｒ２├┐
│ └──┘│
│ ┌────┐│
├─┤－ ＯＰ├┴─○
┌───┼─┤＋ │ 出力
│ ┌┴┐└────┘ ○
┌┴┐ │Ｒ│ │
│～│ │１│ │
└┬┘ └┬┘ │
┴ ┴ ┴
※イマジナリーショートの考え方から、
Ｒ１両端の電圧ＥＲ１は、入力電圧Ｅｉと等しい。
ＥＲ１＝Ｅｉ
よって、
(R1/(R1+R2))*Eo=Ei
電圧増幅度Avは
Av=Eo/Ei=(R1+R2)/R1=1+(R2/R1)
※非反転増幅回路の入力抵抗Ｒｉ
Ｅｉは＋入力とアース間に加えられているので、入力信号源Ｅｉからみた入力抵抗は、オペアンプの＋入力ピンの入力抵抗と等しくなる。
⇒非反転増幅回路は入力抵抗が高く信号電流をほとんど必要としないので、センサーの受け回路などに使用される
＿◇差動増幅回路
┌──┐
┌←─┤Ｒ２├┐
│ └──┘│
┌──┐│┌────┐│
┌───┤Ｒ１├┴┤－ ＯＰ├┴─○
↑ └──┘┌┤＋ │ 出力Ｅo
┌┴┐ ┌──┐│└────┘ ○
│Ｅ│ ┌┤Ｒ３├┤ │
│ｉ│ ↑└──┘│ │
│１│┌┴┐ ┌┴┐ │
└┬┘│Ｅ│ │Ｒ│ │
│ │ｉ│ │４│ │
│ │２│ └┬┘ │
│ └┬┘ │ │
┴ ┴ ┴ ┴
それぞれ、Ei1とEi2を０として考えると
Ei2が０なら、Ei1に対する反転増幅回路
となり、
Eo1 = -(R2/R1)*Ei1
Ei1が０なら、Ei2に対する非反転増幅回路
となり
Eo2 = ((R1+R2)/R1)*(ER4…R4にかかる電圧）
ER4 = (R3/(R3+R4))*Ei2
なので、
Eo2 = ((R1+R2)/R1)*(R3/(R3+R4))*Ei2
オペアンプが能動領域内であれば、重ねの理が適用でき
Eo = Eo1 + Eo2
とくにR1=R2=R3=R4のとき、
Eo = Ei2 – Ei1
となって入力電圧の差がそのままEoに現れる。
※差動増幅回路の入力抵抗
オペアンプの＋ピンの入力抵抗は無限大に近いと考えれば、Ei2からみた入力抵抗はR3+R4
Ei1からみた場合、Ei2がゼロならイマジナリショートにより－ピンの電位もほぼゼロとして入力抵抗はR1となる。しかし、Ei2がゼロでない場合、-ピンの電位はEi2に応じたER4とほぼ等しいと考えられるので、R1に流れる電流の方向も変動する。Ei1とEi2の極性が大きく正負に分かれる場合、Ei1からみた入力抵抗はR1よりもかなり小さくなったように見える。
＿◇ボルテージホロワ
┌─←─────┐
│ │
│ ┌────┐│
└─┤－ ＯＰ├┴─○
┌─────┤＋ │ 出力
│ └────┘ ○
┌┴┐ │
│～│ │
└┬┘ │
┴ ┴
入力抵抗が非常に大きく、出力抵抗がほぼゼロで、電圧増幅度１の非反転増幅回路。
※電圧を変えずにインピーダンスを極めて小さい値に変換する→バッファアンプ
※一般的な非反転増幅回路において、R1を無限大、R2をゼロにした場合に相当する。
※１００％ネガティブフィードバック状態で、非常に自己発振を起こしやすい回路なので、
オペアンプ自身に位相補正用コンデンサを内蔵
外付けコンデンサの容量を指定
などの対策がとられる。
＿◇ノートンアンプ
電流差動型アンプ
＿◇反転加算回路
┌──┐ ┌──┐
┌────→┤Ｒ１├┬─┤Ｒ３├←┐
│Ｅｉ１ └──┘│ └──┘ │
│ ┌──┐│ ┌──┐ │
│ ┌→┤Ｒ２├●─┤－ │ │
│ │ └──┘ │ ＞─┴─○
─┴─ ─┴─ ┌┤＋ │ Ｅｏ
┯ ┯Ｅｉ２ │└──┘ ○
│ │ │ │
┴ ┴ ┴ ┴
●イマジナリアースであるので
Ｅｉ１、Ｅｉ２はそれぞれ干渉することなく、Ｒ１、Ｒ２
経由でi1,i2を流し込み、出力電圧Ｅｏは入力電圧がＥｉ１，Ｅｉ２
が単独の場合の出力を加算したものになる。
i1+i2=-i3
Ei1/R1 + Ei2/R2 = – Eo/R3
R1=R2=R3ならば、（例：１０ｋ）
Eo=-(Ei1+Ei2)
※Ｅｉ１，Ｅｉ２はオープンになってもよい
※Ｒ３の値を変えればＥｏに一定の係数を乗ずることができる。
※入力側はｎ個の入力に拡張できる
※それぞれの抵抗Rnを変えることで、入力信号の比率を変えて増幅することができる。
＿◇非反転加算回路
┌──┐ ┌──┐
┌──┤Ｒ３├┬┤Ｒ４├─┐
┴ └──┘│└──┘ │
┌──┐ │ │
┌────→┤Ｒ１├┐│┌──┐ │
│Ｅｉ１ └──┘│└┤－ │ │
│ ┌──┐│ │ ＞─┴─○
│ ┌→┤Ｒ２├●─┤＋ │ Ｅｏ
│ │ └──┘ └──┘ ○
─┴─ ─┴─ │
┯ ┯Ｅｉ２ │
│ │ │
┴ ┴ ┴
Ei1,Ei2の内部抵抗０とする
Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４とする。
Ｅｏ＝Ｅｉ１＋Ｅｉ２
●点の電位は、Ｅｉ１、Ｅｉ２の重ね合わせで決まってくるので
どちらかがゼロでもオープンにしてはならない。
＿◇減算回路
Ｖｉ１┌──┐ ┌──┐
○─┤Ｒ１├┬┤Ｒ３├─┐
└──┘│└──┘ │
│┌──┐ │
ａ└┤－ │ │
│ ＞─┴─○
ｂ┌┤＋ │ 出力
│└──┘
Ｖｉ２┌──┐│┌──┐
○─┤Ｒ２├┴┤Ｒ４├─┐
└──┘ └──┘ │
┴
①非反転入力端子の電圧をＶｂとすると、Ｒ２とＲ４の抵抗分圧で
Vb=(R4/(R2+R4))*Vi2
②Vi1から流入する電流I1はすべてR3にながれるとみなせ（オペアンプの入力抵抗は高い）、仮想短絡でａ点の電圧もＶｂとなるので
I1=(Vi1-Vb)/R1
③出力電圧Voは
Vo=Vb-I1*R3
以上よりVoをVi1とVi2で書くと
Vo=-(R3/R1)*Vi1+{(1+(R3/R1))*(R4/(R2+R4))}*Vi2
ここでVi1の係数とVi2の係数が等しい以下の条件のとき、減算回路として差信号が出力される
(R3/R1)=(1+(R3/R1))*(R4/(R2+R4))
＿◇積分回路
オペアンプを使った積分回路の説明図
┌─┐ ｉＣ
┌┤Ｃ├─→───┐
┌─┐ │└─┘┌──┐ │
○─┤Ｒ├→●───┤－ │ │
Ｅｉ└─┘ｉＲ │ ├─┴○
○ ┌┤＋ │ Ｅｏ
│ │└──┘ ○
┴ ┴ ┴
●イマジナリアース
iR=Ei/R
が入力ピンに流れ込む
出力電圧Eoが低下して、iCを出力ピンに吸い込む
iRが流入するとＣはiCによって充電されつづけ
Eoは低下を続ける。
iR=iC
Eo = (-1/C)∫[0:t]iR dt
= (-1/C*R)∫[0:t]Ei dt
※Ｒを積分抵抗、Ｃを積分コンデンサという
動作例）
Ｅｉ
↑ ┏━━┓
│ ┃ ┃
０┝━┛──┻━━┓─┳━━→ｔ
│ ┗━┛
│
ｉＣ
↑
│ ┏━┓
０┝━┓──┳━━┛─┻━━→ｔ
│ ┃ ┃
│ ┗━━┛
Ｅｏ
↑
│
０┝━━──────────→ｔ
│ ＼ ＿＿＿
│ ＼＿＿＿＿／
積分回路例）
┌──┐
┌┤Ｒ２├───────┐
│└──┘ │
│┌─┐ │
├┤Ｃ├─→──────┤
┌──┐ │└─┘┌──────┐│
○─┤Ｒ１├→●───┤－ ││
Ｅｉ└──┘ｉＲ │ ７４１ ├┴○
○ ┌─┤＋ │Ｅｏ
│ ┌─┴┐└┬────┬┘ ○
│ │ＲＣ│ │┌──┐│ │
│ └─┬┘ └┤ＶＲ├┘ │
│ │ └─┬┘ │
┴ ┴ ↑Ｖ－ ┴
ＶＲ：オフセット電圧調整用 10kVR
ＲＣ：バイアス電流による入力側不正電圧発生防止用
補正抵抗１０ｋ
Ｒ１：１０ｋ
Ｒ２：１００ｋ
Ｃ：０．０１uF
※Ｃだけだと超低周波帯域で回路の利得が大きくなりすぎる
ので、制限するための抵抗としてＲ２をいれる。
これによりＡｖ≦１０となる。
※Ｒ２挿入によりＣとＲ２で定まるカットオフ周波数
1/(2π*C*R2) ≒ 159 Hz
以上において積分動作をする。
＿◇微分回路
※制限
オペアンプの増幅度
高周波になるほど低下
微分回路では入力電圧が高い（周波数高い）ほど
大きな出力電圧を要求される
┌─┐ ｉＲ
┌┤Ｒ├─←───┐
┌─┐ │└─┘┌──┐ │
○─┤Ｃ├→●───┤－ │ │
Ｅｉ└─┘ｉＣ │ ├─┴○
○ ┌┤＋ │ Ｅｏ
│ │└──┘ ○
┴ ┴ ┴
●イマジナリアース
Ｅｉの変化率（周波数）が大きいほどＣのリアクタンスが減少、
Ｒとの比できまるオペアンプの増幅度が大きくなる。
Eo = -C*R*(dEi(t)/dt)
動作例）
Ｅｉ
↑ ━━
│ ／ ＼
０┝━┛──┻━━━━→ｔ
│
Ｅｏ
↑ ┏┓
│ ┃┃
０┝━┳┳━┻┻━━━→ｔ
│ ┃┃
│ ┗┛
微分回路例）
┌──┐
┌────┤Ｃ２├┐
│ └──┘│
│ ┌──┐│
├────┤Ｒ２├┤
│ └──┘│
┌──┐┌──┐│┌──────┐│
○─┤Ｒ１├┤Ｃ１├●┤－ ││
Ｅｉ└──┘└──┘ │ ３５６ ├┴○
○ ┌─┤＋ │Ｅｏ
│ │ └┬────┬┘ ○
│ │ │┌──┐│ │
│ │ └┤ＶＲ├┘ │
│ │ └─┬┘ │
┴ ┴ ↑Ｖ＋ ┴
ＶＲ：オフセット電圧調整用 25kVR
ＲＣ：ＦＥＴ入力のため不要
Ｒ１：１．５ｋ
Ｃ２：３３ｐ
Ｒ１，Ｃ２は回路の安定動作のため必要
Ｃ１：５１０ｐ
Ｒ２：１５ｋ
Ｒ１＜Ｒ２
Ｃ１Ｒ１＞Ｃ２Ｒ２
※Ｒ１とＣ１で定まるカットオフ周波数
1/(2π*C1*R1) ≒ 208kHz
以下において微分動作をする。
＿◇コンパレータ
オペアンプの２本の入力ピンについてそのどちらの電圧が高い相対的に高いか低いか検出する回路
※オペアンプを裸利得のままで使う。
※ネガティブフィードバックをかけないので、イマジナリショートの条件は成立しない
※出力は飽和出力まで振れる。
※反転するときの入力電圧Ｅｉの値をスレッショルド電圧Ｅｔｈと呼ぶ。
基本回路
Ｖ＋
│
┌┴─┐
○──────┤－ │
Ｅｉ │ ＞───○
○ ┌→─┤＋ │ Ｅｏ
│ │ └┬─┘ ○
│ ─┴─ │ │
│ ┯ Ｖ－ │
│ │Ｅｒｅｆ │
┴ ┴ ┴
Ｅｔｈ＝Ｅｒｅｆ
同一入力ピンでＥｔｈ設定
Ｖ＋
┌──┐ │
┌┤Ｒ１├┐ ┌┴─┐
○─┘└──┘├─┤－ │
Ｅｉ ┌──┐│ │ ＞───○
○ ┌┤Ｒ２├┘┌┤＋ │ Ｅｏ
│ │└──┘ │└┬─┘ ○
│─┴─ │ │ │
│ ┯ │ Ｖ－ │
│ │Ｅｒｅｆ │ │
┴ ┴ ┴ ┴
Ｅｔｈ＝（Ｒ１／Ｒ２）＊Ｅｒｅｆ
＿◇コンパレータ応用のＰＷＭ回路
Ｖ＋─┬───┐
│ ┌┴─┐
Ｅｉ－┌──┐ │┌─┤ＶＲ├┐
○──┤Ｃ１├┬─┐ ┌┴┴┐└──┘│
└──┘│ └─┤－ ├────┘
Ｅｉ＋┌──┐│ │ ＞───○
○──┤Ｃ２├┼──┬┤＋ │ Ｅｏ
└──┘│ │└┬─┘ ○
○ ┌┴┐┌┴┐│ │
│ │Ｒ││Ｒ││ │
│ │１││２│Ｖ－ │
│ └┬┘└┬┘ │
┴ ┴ ┴ ┴
OpAMP： 356
V+:12V, V-:-12V
C1=C2=0.1μ
R1=R2=1MΩ
VR=25kVR
Ei-：三角波
Ei+：正弦波
Ei-の振幅 > Ei+の振幅
Ei-の周波数 >> Ei+周波数
Eoには、正弦波信号の大きさをパルス幅変調した波形が現れる。
＿◇ウインドウコンパレータ
２種類の比較基準電圧EH,ELを持ち、入力電圧Eiがこの両基準電圧の中間にあるときと、その範囲外の電圧のときとで、出力が異なるようなコンパレータ。
＿◇ボルテージ・コンパレータ専用ＩＣ
アナログ→デジタルのＩ／Ｆとして使われることが多いので＋５Ｖ片電源でも使用できるものが多い。また、出力はオープンコレクタ（エミッタ接地増幅回路のコレクタが出力にそのまま引き出されている）になっているので、出力回路だけ、ＩＣの電源と異なる電圧で使用することが出来る。
※例
ＬＭ３１１ (LM111…CM)
ＬＭ３１９
ＬＭ３３９ (CM)
＿◇シュミット回路
ヒステリシスコンパレータ
Ｅｉが増大するときと減少するときとで、Ｅｏが反転するＥｉの値が異なるような回路のことをシュミット回路といい、ＥＨとＥＬの差電圧をヒステリシスと呼ぶ。
※ゆっくり変化する入力電圧から立ち上がり立下りのはっきりした出力をとりだすとき。また、入力に雑音電圧が混入しているときに、影響を逃れたいときに便利。
※「行きと帰り」でタイミングが異なるのでタイミングが問題になるような用途では注意。
│Ｖ＋
┌┴┐
○──────┤－│
Ｅｉ │ ＞─┬─○
○ ┌────┤＋│ │ Ｅｏ
│┌┴＋──┐└┬┘ │ ○
││Ｅｒｅｆ│ │Ｖ－│ │
│└┬－──┘┌──┐│ │
│ ├────┤Ｒ１├┘ │
│┌┴─┐ └──┘ │
││Ｒ２│ │
│└┬─┘ │
┴ ┴ ┴
ＥＬ ＥＨ
↑Ｅｏ │ │ │
┝━━━╋━┿→╋────＋Ｅｓ
│ ┃ │ ┃
│ ┃ │ ┃
├───╂─┼─╂────０
│ ┃ │ ┃
│ ┃ │ ┃
├───╋←┿━╋━━━━＋Ｅｓ
│ │ │ │
└───┴─┴─┴───→Ｅｉ
ＥＲＥＦ
Ｒ２（Ｖ＋～Ｖ－）
ヒステリシス≒－－－－－－－－－
Ｒ１＋Ｒ２
＿◇位相補正
高周波帯域における入出力の位相ズレが原因で自己発振を起こすトラブルを防止するため、位相補正が必要。
①内部回路による位相補正
ネガティブフィードバック最大のボルテージホロワ回路でも発振しないように内部回路で補正をかけたもの。よってどのような回路でも自己発振を起こすことはない。ただし高域特性に難がある場合あり。
uA741
LF356
TL081
CA3140
②ある程度まで位相補正かけたもの
特定の電圧増幅度以上で使う前提で位相補正をかけたもの。ボルテージホロワのような低い電圧増幅度で使うと発振を起こす可能性があるが、高域特性が改善される。
LF357(Av≧5)
HA5195(Av≧10)
③位相補正なし
内部では位相補正せず、位相補正用のコンデンサを外付けするタイプ。増幅度Ａｖを小さくするほどネガティブフィードバック量が増えるので、補正コンデンサの容量も増加する。カタログにはＡｖ＝１、ボルテージホロワのとき必要な容量が記載されている。
※外付けコンデンサによる位相補正
①１ポール補正
所定のピンにコンデンサ１個のみ接続する。
┌──┐
┌←─┤Ｒ２├─┐
│ └──┘ │
┌──┐│┌─────┐│
┌───┤Ｒ１├┴┤－ ＯＰ ├┴─○
↑ └──┘┌┤＋ │ 出力Ｅo
┌┴┐ │└┬───┬┘ ○
│Ｅ│ │ │┌─┐│ │
└┬┘ │ └┤Ｃ├┘ │
┴ ┴ └─┘ ┴
②２ポール補正
抵抗とコンデンサを組み合わせ、ＲとＣのインピーダンスが等しくなるカットオフ周波数を選定することで、高周波帯では、１ポール補正同様の十分な補正を行い、低い周波数では補正量を減らす
┌──┐
┌←─┤Ｒ２├─┐
│ └──┘ │
┌──┐│┌─────┐│
┌───┤Ｒ１├┴┤－ ＯＰ ├┼──○
↑ └──┘┌┤＋ ││ 出力Ｅo
┌┴┐ │└──┬──┘│ ○
│Ｅ│ │ ┌┴┐ ┌┴┐ │
└┬┘ │ │Ｃ│ │Ｃ│ │
┴ ┴ └┬┘ └┬┘ ┴
└───┤
┌┴┐
│Ｒ│
└┬┘
┴
※フィードフォワード補正
オペアンプの内部回路（一般）
利得が大きく周波数特性の悪い入力段
周波数特性がよいが利得の低い出力段
入力段の利得が低下してくる周波数以上の高周波帯域では、フィードフォワードコンデンサにより入力信号を直接出力段に伝達する。（反転増幅回路のみ）
※位相補償
phase compensation
帰還形増幅回路で、位相のずれが一定限度を越えると発振が生じてしまう。位相補償回路により位相のずれを一定限度内に抑えることで発振を防ぎ、波形を安定させる。
※オペアンプの負荷に容量性の負荷をつなぐと、位相補償内蔵型でも出力波形にリンギングを生じることがある
＿◇Ｔ型帰還回路
Ｔネットワーク
抵抗マルチプライヤ
使用する抵抗素子の抵抗値は低く抑えつつ、実質的に大きな帰還抵抗値を得る。（抵抗値の温度依存性や長期安定性対策）
┌──┐ ┌──┐
┌┤Ｒ３├─┬──┤Ｒ２├┐
│└──┘┌┴─┐└──┘│
ＩＰＤ │┌─┐ │Ｒ１│ ┴
┌─←┴┤－│ └┬─┘
┌┼┐ │ ＞──┴──○
│┴│ ┌┤＋│ Ｖｏｕｔ
│▲│ │└─┘ ○
└┬┘ │ │
┴ ┴ ┴
Ｒ１＝９９ｋΩ
Ｒ２＝１００Ω
Ｒ３＝１０ｋΩ
Ｖｏｕｔ＝Ｉｐｄ＊Ｒ３（１＋Ｒ１／Ｒ２＋Ｒ１／Ｒ３）帰還抵抗１０ＭΩ相当となる
＿◇オフセット調整
微小な直流入力電圧を取り扱う場合に問題となる。
内部の微妙なバランス差から入力ピン間に若干の電圧差が発生し、入力信号がゼロでも出力側に電圧があらわれてしまう。
※オフセット電圧は、入力側における電位差で示される。※オフセット電圧は、せいぜい10mV~20mV程度である
①オフセット調整用のピンが出ている場合
個々のオペアンプについて、入力信号をゼロとした状態で、出力電圧が完全にゼロとなるように可変抵抗を調整する。
汎用オペアンプ 741, 351
VR=10kVR
┌──┐
┌←─┤Ｒ２├─┐
│ └──┘ │
┌──┐│┌─────┐│
┌───┤Ｒ１├┴┤－ ＯＰ ├┴──○
↑ └──┘┌┤＋ │ 出力Ｅo
┌┴┐ │└┬─┬──┘ ○
│Ｅ│ │ │┌┴─┐ │
└┬┘ │ ││ＶＲ├─┐ │
┴ ┴ │└┬─┘ │ ┴
└─┘ ＾
Ｖ－
②オフセット調整用のピンが出ていない場合
デュアル、クワッドワンパッケージなどではピン数制限からオフセット調整ピンを省略している。
入力信号にオフセット調整用の電圧を重畳する。
※反転増幅回路
電圧増幅度Ａｖを決定するＲ１，Ｒ２には影響がない。
┌──┐
┌←─┤Ｒ２├┐
│ └──┘│
┌──┐│┌────┐│
┌┤Ｒ１├┴┤－ ＯＰ├┴─○
↑└──┘┌┤＋ │ 出力
┌┴┐ │└────┘ ○
│～│ ├──┐ │
└┬┘ ┌─┴┐┌┴─┐ │
┴ │Ｒ３││Ｒ４│ ┴
└─┬┘└┬─┘
Ｖ＋ │ ┴
│ │ Ｒ３＝２００ｋ
┌┴─┐ │ Ｒ４＝１００～２００ｋ
│ＶＲ│←─┘
└┬─┘５０ｋＶＲ
│
Ｖ－
※非反転増幅回路
電圧増幅度Ａｖを決定するＲ１と直列にＲ４が入っているので、Ｒ４＜＜Ｒ１の条件を満足しないと誤差を生じる。 Ｖ＋
│
┌┴─┐５０ｋＶＲ
│ＶＲ│←─┐
└┬─┘ │
│ │
Ｖ－ │
┌─┐ │
│Ｒ├───┘ ┌──┐
│３│ ┌←─┤Ｒ２├┐
└┬┘ │ └──┘│
│┌──┐│┌────┐│
├┤Ｒ１├┴┤－ ＯＰ├┴─○
│└──┘┌┤＋ │ 出力
┌┴┐ │└────┘ ○
│Ｒ│ ┌┴┐ │
│４│ │～│ │
└┬┘ └┬┘ ┴
┴ ┴
＿◇オペアンプの特性
▽最大定格
破損しない物理的限界
①最大供給電源電圧
Vcc+, Vcc-など。±18Vもしくは36Vのように表示
※正負の電源電圧端子間に印加できる電圧の最大なので、単電源動作の場合は印加電圧だが、両電源動作の場合には正負の差となる
②最大差動入力電圧
+,-両入力ピンに対する電圧差の最大。±30Vのように表示。
＋、－どちらを基準にとるかで極性反対となるのでプラス、マイナスと規定する
VID
③最大入力電圧
GNDと入力ピンの間に加えられる最大電圧
※同相入力電圧VIC
+,-に同時に同じ電圧が印加される場合の許容限界。一般に電源電圧範囲内
④出力ショートの最大持続時間
出力ピンの基準電位へのショートに許される時間。制限なしの場合、短絡保護回路が付属。
⑤最大許容損失
内部で熱となって消費することのできる限界。周囲温度が高ければ小さく見積もらねばならない。
※ディレーティング
例）
最大許容損失680mW, ＪＧ（グラスマウント）パッケージ
ディレート開始点４７℃、ディレーティング6.6mW/℃の場合、周囲温度が５７℃でしようするならば
680mw – 6.6*10 = 614mW
が許容損失となる。
※消費電力Pd
パッケージの熱抵抗と最大接合部温度によって制限される
Pd = Icc * (V+ – V-)
⑥許容周囲温度
周囲温度として許容される範囲だが、ディレーティングも要考慮。
⑦保存温度
⑧リード温度
リード線を一時的に高温状態にする場合に許容される最高温度。
▽直流特性
①VccMin
最小電源電圧 V
オペアンプの正電源に供給可能な電源電圧の最小値
②VccMax
最大電源電圧 V
オペアンプの正電源に供給可能な電源電圧の最大値
③入力レール
V
オペアンプが入力ピン側で電源レールにどれだけ近づけるかを示した値。例えば、電源電圧が15Vで入力レールが3Vの場合、入力側での最大電圧は12Vとなる。この電源レールが大きすぎる場合は、負電源端子を接地するのではなく、負電源を使用しなければならない。
④出力レール
V
オペアンプが出力ピン側で電源電圧レールにどれだけ近づけるかを示した値。例えば、電源電圧が15Vで出力レールが3Vの場合、オペアンプの出力電圧は最大12Vまでチューニングできる。この電源レールがVCOチューニング電圧の最小値よりも大きい場合は、負電源を使用しなければならない。
⑤Icc
消費電流 mA
オペアンプの消費電流の値。
▽ＡＣ特性
①電圧ノイズ
nV/√Hz
②電流ノイズ
pA/√Hz
※入力換算雑音
入力オフセット電圧にのるものが入力換算電圧ノイズ，入力バイアス電流にのるものが入力換算電流ノイズ。
入力換算値なので，入力オフセット電圧と同様に増幅率倍されて出力に現れる。入力換算電流性ノイズは信号源の抵抗との積により電圧性ノイズとして現れるので，見かけ上信号源抵抗が高くなるほど出力に出てくるノイズは大きくなる。出力に出てくるノイズはオペアンプ回路の帯域によっても変化し，周波数特性のフラットな回路を作った場合，出力ノイズは帯域の平方根に比例して大きくなる。
※Ｒ．Ｔ．Ｉ＝入力換算 refer to input
③バイアス電流
nA
オペアンプに流れるリーク電流。
※入力バイアス電流（IB）
オペアンプの入力端子に流れ込む（あるいは流れ出す)電流。入力端子はすべてトランジスタのベース端子（FET入力ではゲート）。この入力段トランジスタが動作するためにベース電流を流す必要があり，これが入力バイアス電流となる。この入力バイアス電流は，オペアンプの出力電圧が0Vのとき，＋入力端子と－入力端子に流入または流出する入力電流の平均値で示す。
入力バイアス電流 IB＝（IB－＋IB＋）/2
④入力オフセット電流（IIO）
オペアンプの出力電圧が0 Vのとき，それぞれの入力端子に流入または流出する入力バイアス電流の差。
バイポーラ・トランジスタ構成によるオペアンプの入力バイアス電流は50～200 nA程度が一般的。また，この入力オフセット電流の温度係数は－0.5～－1.0%/℃。
入力信号源抵抗が50kΩを超える応用回路については増幅誤差が大きくなるので注意。
入力オフセット電流 IIO＝｜IB－－IB＋｜
⑤入力オフセット電圧（VIO）
mV
負帰還をかけて使用するが，このときの＋入力端子と－入力端子の端子間の電圧差。理想的には0だが，入力段に構成されている差動増幅回路のトランジスタのVBEの差がオフセット電圧となる。
⑥同相信号除去比（CMR）
オペアンプの入力電圧範囲内で入力電圧を変化させたときの入力オフセット電圧VIOの変化量と，入力電圧VIの変化量の比
同相信号除去比 CMR＝△VI/△VIO
⑦高調波歪み率
%
⑧帯域幅
MHz
⑨スルーレート
V/uS
⑩無信号時動作電流
mA
＿◇特性：低速と高速で重要視するポイント
※低速領域：直流特性が重要（精度）
入力オフセット電圧
⇒これが大だと出力のグラウンドレベルが大きく変動
入力バイアス電流
⇒入力に電圧降下が生じ、精度が低下する
※高速領域：交流特性が重要
利得帯域積幅（ＧＢ積）
利得が１のときの周波数帯域幅
スルー・レート
Ｖ／μｓ
入力換算雑音電圧
全高調波歪(THD)
＿◇コモン・モード除去比
CMRR Common-Mode Rejection Ratio
コモン・モード除去比（CMRR）とはコモン・モード信号の入力レベルとコモン・モード信号の出力レベルの比
CMRR＝Vi : Vo
あるいは
CMRR＝Vi / Vo
ここで、Vi = 入力でのコモン・モード信号の振幅
Vo = 出力でのコモン・モード信号の振幅
仮に入力コモン・モード信号の振幅を1ボルト、この入力に対して100マイクロボルトが読み取れたという場合を仮定するとCMRRの計算は
CMRR = １÷0.0001 = 10,000
現実的にはコモン・モード信号を完全に除去することはできないので除去しきれなかった信号の僅かな量を表すためにCMRRを使う。
例）
CMRRが10,000ということはアンプの入力で1ボルトのコモン・モード信号が出力で100マイクロボルトであることを表す。
※高い電圧オフセット上の小さな電圧変動で表される信号を抽出したりする場合には、ＣＭＲＲの大きい増幅器が必要になる。
※コモン・モード除去
コモン・モード除去（CMR）は差動アンプがその入力でのコモン・モード信号を出力から除く能力のこと。CMRはデシベルで表現されたCMRR。
（機器メーカが差動入力について仕様をうたうときの一般的な方法）
CMR = 20×log10(CMRR)
例）
CMRR=10000ならCMR = 80 dB
実際の差動増幅回路の出力
V0=Ad*(VP – VM)+(1/2)*As*(VP + VM)
As:差動利得、As:同相利得
CMRR = 20*log10(Ad/|As|)
CMRRの値は一般に周波数の関数となる。
…..＿◇オペアンプの品種
＿◇オペアンプの品種
①汎用
uA709, uA741, LM301
②広帯域（高スルーレート）
LM318, LF357, LH0032C
③ＦＥＴ入力
Bi-FET: LF356, TL080
Bi-MOS: CA3130 CA3140
④低オフセット低ドリフト
LM308A, TL087C, HA5130
⑤低雑音
TL070, NE5532
⑥低電圧・低消費電力
TL060, ICL7611, LM4520C
⑦インストルメンテーション・アンプ
LF152, LH0036
⑧パワーオペアンプ
LM343, LH0021C
⑨片電源
LM324, TL321C
⑩ノートンアンプ（電流入力形オペアンプ）
MC3401, LM3900
代表的なオペアンプの仕様
uA741TL081OP07CLH0032
スルーレート 0.5 13 0.3 500V
入力抵抗 2M 10^12 33M 10^12
入力オフセット 1m 3m 60u 2m
周波数特性 1MHz 3MHz 0.6MHz 70MHz
フェアチャイルド
ＴＩ
アナログデバイセズ
ナショナルセミコンダクタ
＿◇オペアンプの分類
①汎用オペアンプ
プラス、マイナスの両電源
一般回路向き、高性能ではないが、発振が起こらず安定動作。
バイポーラもしくはＪＦＥＴ入力
⇒ＪＦＥＴでは入力インピーダンス高
※出力振幅には制限がある（電源近くまでは振れない）
※入力信号も電源電圧近傍になると予期しない波形となる。
※帯域は～１５ＭＨｚ程度、オーディオ帯域
※オフセット電圧数mV（入力換算）
⇒オフセットが問題にならない直流増幅
NJM4558D
LM741
②単電源オペアンプ
単電源動作、バイポーラ
レール・ツー・レールではない
（＋電源までは出力は振れない）
-Vee近傍の信号を入力しても正常に動作する
（０Ｖ入力ができる）
※両電源で使ってもよい
単電源可能なのでデジタルＩＣとのＩ／Ｆに適する
LM358N-N
③ＣＭＯＳオペアンプ
レール・ツー・レールは保証しないが、低電圧、低消費電力
帯域と動作電圧で各種ある
④レール・ツー・レール
ほぼ電源電圧まで信号処理できる。
単電源動作可能。低電圧動作、センサ信号処理。
高ダイナミックレンジの場合は両電源
帯域と動作電圧で各種
LT1678
OPA2350PA
◆アンプのカタログ性能の見方－２
＿◇入力－出力特性
※グラフ
横軸に入力電圧、縦軸に出力電力または出力電圧
⇒入力が大きくなるにしたがって出力も大きくなる右上がりの直線を示す
⇒頂上に近づくと平らに寝て、入力を増しても出力は増えない
⇒直線部分がアンプの正常な動作範囲
※カーブの曲がりは微妙
⇒波形が歪み始めて、正常な範囲から外れる状態をこのグラフに頼るのは危険
⇒出力何ワットのときに必要な入力電圧は幾らか、という目安をつけるのに使う。
⇒アンプの大出力の限界を見るには「出力－歪み率」のグラフ
＿◇信号対雑音比と残留雑音
信号対雑音比はＳＮ比と略。信号の大きさに比べてノイズがどの位かというデータ。 以下２点に注意。
①基準になる信号に何を使用するか
パワーアンプの場合は１Ｗ出力時の電圧を基準。負荷が８Ωならば２．８３Ｖ。この電圧とノイズの電圧を比較し、それをｄＢ表示してＳＮ比とする。
※パワーアンプ：最大出力を基準として、ＳＮ比を良く見せようとすることがあり。
※残留雑音：出力に関係なく、どの位の雑音が出ているかを表示
※パワーアンプ以外：設計時の基準レベルを使用。コントロールアンプならば、１Ｖが基準としてよく使用される。
※マージン：基準出力から、正常動作を外れるまで、あと何ｄＢ余裕があるかという数値。半導体のコントロールアンプならば１０Ｖ程度が限界、マージンは２０ｄＢ。真空管の場合は３０Ｖ程度、マージンは約３０ｄＢ。アナログ録音機でも同じように考える。ＣＤプレーヤーはフルビットの出力２．５Ｖが基準。
②聴感補正フイルターの使用
ノイズは本来小さなものなので人間の聴感の「小さい音では、低音と高音は感じにくい」という特徴を加味して、実情に合った表示をしようという考え方。元々騒音レベルを測る騒音計の考え方。現実に則した合理的なもの。人間の耳の特徴に合わせたフイルターを通して測ると低音も高音もかなりカットされる（ＳＮ比は良く表示）。この考え方は「残留雑音」の表示にも使用
※Ａフイルター： 「ＪＩＳ－Ａ聴感補正フイルター」規格は世界共通で、測定値に（Ａ）記載。フイルタを使用しないデータの数値は、おおよそ１０ｄＢほど大きく表示される。
③実効値表示と平均値表示
雑音電圧を表示するメータが実効値表示か平均値表示か。一般に使われる電子電圧計は平均値を実効値で目盛りしたもの。単一の正弦波では同じ数値を示すが、雑音の表示では実効値表示に比べて１ｄＢ強低く表示する。現実には１ｄＢ程度の誤差は大したことではない。ただし、業務用の測定器は実効値表示が条件。歪み率計の歪み成分表示も同様。
＿◇入力換算雑音レベル
出力における雑音の量を「その雑音がアンプの入力から入ったものだとしたら、それは何Ｖか」と定義するもの。出力雑音をアンプの増幅度で割った値。出力に１ｍＶの雑音があり、増幅度が１００倍のアンプならば、入り口では１ｍＶの１／１００の０．０１ｍＶ、「入力換算値０．０１ｍＶである」と表現。入力信号の値が分かると、入力換算値と比較するだけでＳＮ比が簡単に計算出来る。
◆計装アンプ
instrumentation amplifier
オペアンプや抵抗器を組み合わせて作った利得ブロック。オペアンプ３個の構成が多い
⇒センサが検出した小振幅信号を、雑音を抑えながら増幅するのに向く
＿◇特徴
入力：差動
２端子は平衡状態にある
入力インピーダンスは数百ＭΩ
出力：シングルエンド
出力インピーダンス低い、数mΩ
入力バイアス電流
nAオーダー（精度確保のため非常に低い）
※計装アンプは、通常のオペアンプにくらべ利得を選択できる範囲が狭い
＿◇回路構成
Ｖｉｎ－
┌─┐
○─┤＋│
│ ＞─┐
┌┤－│ │
│└─┘ │ ┌──┐
│┌─┐ │┌──┐┌┤Ｒ２├┐
├┤Ｒ├─┴┤Ｒ１├┤└──┘│
│└─┘ └──┘│┌─┐ │
┌┴─┐ └┤－│ │
│ＲＧ│ │ ＞─┴○
└┬─┘ ┌┤＋│
│┌─┐ ┌──┐│└─┘
├┤Ｒ├─┬┤Ｒ３├┤┌──┐
│└─┘ │└──┘└┤Ｒ４├┐
│┌─┐ │ └──┘│
└┤－│ │ ┴
│ ＞─┘
○─┤＋│
└─┘
Ｖｉｎ＋
◆アンプ
意図した増幅特性を得るために入力信号に加えるバイアス値（一定のＤＣ電圧もしくは電流）の方式により
⇒Ａ，Ｂ，Ｃ級
Ｄ級はバイアス値でなく、PWMスイッチング方式
※ＡＢ級の改良としてＧ級、Ｈ級アンプがある
※オーディオアンプ
audio power amplifier
＿◇Ａ級
入力と出力の関係が線形になるようバイアスを与える。
※歪みが少ない
※電流が常時流れ、消費電力が大きい
⇒電力効率は最大でも50％以下。通常30～40%
＿◇Ｂ級
交流の入力信号のうち片側の極性のみが増幅されるようにバイアスを与える。バイポーラの場合、ベース-エミッタ間のオン電圧をバイアスとする（0.55V～0.7V) 入力電圧が負の場合には、コレクタ電流はゼロとなり、出力されない。2個の増幅素子を正負対称に接続した回路（プッシュプル回路）により、入力信号と同じ波形が出力できる。
効率が最大78%と高効率。小入力時のプッシュプル動作切り替わり部分で大きな歪み率となる。
＿◇ＡＢ級
B級増幅回路に大きめのバイアス電流を流し、小信号時にはA級動作としたもの
＿◇Ｃ級
増幅素子に遮断値より深いバイアスを与えて、入力信号の電圧が十分に高い場合にのみ出力電圧が得られるようにしたもの。入力と出力の波形は異なり、高調波が含まれる。出力にフィルタ回路を設け不要な周波数成分を取り除く。
＿◇Ｄ級
Digital
最大利用周波数の2倍以上の周波数でPWM変換することで入力原波形を電力増幅する。通常、出力にLPFを挿入して脈動を吸収する
※PWM
①オーディオ信号と三角波の基準信号を使ってＰＷＭ信号を生成
②ＰＷＭ信号で大きな電圧をスイッチング
③フィルタ回路を通してオーディオ信号とする
※1ビットアンプ
⊿∑変調により非常に高いサンプリング周波数
2.8MHz, 5.6MHzでデジタル信号列に変換
この信号列で電圧をスイッチングし、フィルタにかける
＿◇Ｇ級
ＡＢ級と基本同じだが、オーディオ信号が小さいときには低い電圧で、大きくなると高い電圧でと、切り替えることで、ＡＢ級の電力損失を抑える技術。
⇒通常２段階が多い
＿◇Ｈ級
Ｇ級と原理は一緒だが、オーディオ入力信号の振幅にあわせて電圧レベルを連続的に変化させる
◆低周波増幅回路
※主として音声帯域を扱う
＿◇コンプリメンタリSEPP
◆コンパレータ
＿◇ウィンドウコンパレータ
ウィンドウコンパレータというのは上限と下限の間に入力電圧が納まっているときにだけ、たとえばHレベルを出力するようなコンパレータ。
◆アクティブフィルタ
active filter
オペアンプなどの能動素子と抵抗やコンデンサなどを組み合わせて構成したフィルタ
⇒受動素子だけのパッシブ・フィルタに対して、
増幅機能を付加できる
ロールオフ（減衰の傾き）特性を高められる
⇒欠点として
回路構成複雑になる
高周波への対応難しい
＿◇応答特性
既にあるフィルタの応答特性を利用するとよい
チェビシェフ
ロールオフ特性急峻
通過帯域もしくは阻止帯域にリップルがあらわれる
バタワース
通過帯域にリップルがない
ロールオフ特性おだやか
ベッセル
群遅延の周波数応答が広帯域で弊店
ロールオフ特性おだやか
エリプティック（楕円）
ロールオフ特性極めて急峻
通過帯域もしくは阻止帯域にリップルがあらわれる
＿◇フィルタの次数
次数を高める（一般に）
⇒ロールオフ特性急峻
⇒リップル大きくなる
◆クリッパ、リミッタ、スライサ、クランパ、シュミットトリガ
＿◇リミッタ
交流波形の振幅をなんらかの方法で制限する回路の総称
①短絡型
入力電圧ＥｉがＥ＋またはＥ－（ダイオードの順方向電圧降下は無視した場合）を超えると短絡され、振幅はＥ＋～Ｅ－に制限される。Ｒは短絡電流制限抵抗。
┌─┐
○─┤Ｒ├┬──┬──○
└─┘│ ┴
Ｅｉ ▽ △ Ｅｏ
┬ │
│ │
Ｅ＋━┷━ ┴Ｅ－
┬ ━┯━
○────┴──┴──○
┌─┐
○─┤Ｒ├┬─────○
└─┘│
Ｅｉ ┌┴┘ Ｅｏ
△
▽
┌┼┘
│
○────┴─────○
②阻止型
入力電圧ＥｉがＥ＋またはＥ－（ダイオードの順方向電圧降下は無視した場合）を超えないと導通しない。Ｅ＋～Ｅ－の電圧範囲のＥｉは阻止されて出力に現れない。
┃
○─┬＞｜─┨├┬─┬──○
│ ┃ │ │
Ｅｉ│ ┃│┌┴┐ Ｅｏ
└｜＜─┤┠┘│Ｒ│
┃ └┬┘
│
│
○─────────┴──○
○──∫＜＞∫───┬──○
│
Ｅｉ ┌┴┐ Ｅｏ
│Ｒ│
└┬┘
│
│
○─────────┴──○
◆ミキサ
２つの交流信号を入力し、それらの和もしくは差を持つ信号を出力する
＿◇ミキサの評価基準
①周波数変換特性
②ノイズフィギュア
③IP3
④1dB利得圧縮レベル
＿◇基本動作
乗算回路を使って２つの三角関数の積から和を求める。
三角関数の積和の公式より
sin(2πf1)*sin(2πf2)
= (1/2)*(-cos(2πf1+2πf2)+cos(2πf1+2πf2))
＿◇ひずみを利用したミキサ
入力信号 x に対する出力信号 y にはひずみが含まれるが、これは一般に、
y = a0 + b1*x + b2*x^2 + …
xが sinα+sinβ であれば、その2乗の項は、
(sinα+sinβ)^2
=sin^2α+2sinαsinβ+sin^2β
となって積和の公式が使える。
＿◇ミキサの出力には、和と差の両方、あるいは高調波も含まれるので、フィルタなどの外部回路で必要な周波数成分だけを取りだす。
＿◇イメージリジェクトミキサ
主な出力が和だけ、あるいは差だけのミキサ
┌──┐ ０ ┌───┐ ┌──┐
f1 │移相├───┤周波数├──┬┤加算├──f1-f2
──┤回路├┐ │変換 │ ┌┼┤回路│
└──┘│┌─┤回路 │ ││└──┘
＋π／２││０└───┘ ││
││ ┌───┐ ││
┌──┐└┼─┤周波数│ ││┌──┐
f2 │移相├─┘ │変換 │ │└┤減算│
──┤回路├───┤回路 ├─┴─┤回路├──f1+f2
└──┘ └───┘ └──┘
＋π／２
◆アナログスイッチ
機械式のスイッチ同様、入出力の極性は無い。（双方向の信号に使用できる）機械式スイッチとことなり数μＳ以下での切り替えが可能。
代表例）東芝４０６６
絶対定格
電源電圧VddVss-0.5~Vss+20 V
スイッチ入出力電圧Vi/VoVss-0.5~Vdd+0.5 V
コントロール電圧VcinVss-0.5~Vdd+0.5 V
VssはＧＮＤでなく負電源でもよい
動作範囲
Vdd 3V ~ 18V
電気的特性
オン抵抗 Ron
25℃Vdd=5VTyp.290Ω
Vdd=10VTyp.120Ω
Vdd=15VTyp.85Ω
スイッチング入出力位相差
Vdd=5VTyp.15nS Max 40nS
最大伝達周波数
30MHz
最大コントロール周波数（オン、オフの切り替え）
10MHz
◆移相回路
＿◇狭帯域、＋π／４、－π／４、π／２
┌──┐
┌┴┐ ┴ＧＮＤ
│Ｒ│Ｒ＝１／２πｆＣ
└┬┘
├──＋π／４
┌┴┐
│Ｃ│
└┬┘
０─┤
┌┴┐
│Ｒ│
└┬┘
├──－π／４
┌┴┐
│Ｃ│
└┬┘
┴ＧＮＤ
◆基準電圧回路
※温度依存性のない安定な基準電圧が得られれば、その電圧を使って任意の電圧の電源を作ることができる。
ツェナ－ダイオ－ドを使ったもの
バイポ－ラトランジスタを使ったもの
ＣＭＯＳの場合
閾値電圧の差ΔVthを利用
バンドギャップ電圧VBG利用
寄生バイポーラのバンドギャップVBE利用
＿◇ツェナ－ダイオ－ド（ＺＤ）
p-n接合に逆方向電圧を加え、電圧を増すと、ある点から急に大きな逆電流が流れる。これをブレークダウンといい、そのときの印加電圧をツェナ－電圧Ｅｚとよぶ。
Ezは、ダイオードの構造、不純物濃度などにより1kV程度以下の範囲で制御して製造可能。逆電流の値が変化しても比較的安定な一定電圧を保つ。
─┬─Ｖ＋
↓Ｉ＝５～１０ｍＡ
┌┴┐（０．０２％／℃）
│Ｒ│
└┬┘（ｉ＜０．２～０．５Ｉ）
├─→─Ｅｚ
┌┴┐
│Ｚ│02Z6.2A
│Ｄ│RD6A他
└┬┘
─┴─ＧＮＤ
＿◇温度補償ツェナ－ダイオ－ド
Ezは温度により変化し、一般に温度係数はEz<6Vで負、Ez>6Vで正、±0.02%/℃以上となる。そこで、Ez≒６～９Ｖの正の温度係数のＺＤと-2.3mV/℃の負の温度係数を持つ順方向ダイオードを組み合わせて温度変化をキャンセルするもの。
※抵抗Ｒの代わりにＦＥＴによる定電流回路を併用することでＺＤに流す電流を一定として安定度をより向上することができる
─┬─Ｖ＋
│
├┘Ｄ
│ ２ＳＫ１９
┌→├┐Ｓ （ＩＤＳＳ＝１０ｍＡ）
│Ｇ │
│ │
└──┼───Ｅｚ
│
┌┴┐
│ │１Ｓ２１９２
│ │１Ｓ２４５４他
└┬┘
│
─┴─ＧＮＤ
＿◇バンドギャップリファレンス
※バイポ－ラトランジスタは、ほとんどがＳｉで作られている。Ｓｉで作られたＰＮ接合は、一度あたり約-2.0mVの温度依存性があるが、温度を下げていき、絶対温度０Kになると一定電圧(1.2V)に収束する。この電圧をバンドギャップ電圧と呼ぶ。
※バイポーラトランジスタによるバンドギャップ回路
以下の回路の場合、基準電圧は下記のような式になる。
※Ｒ２とＲ３をうまく設定すれば、全体の温度係数を０にできる。（ただしＩR1＞ＩR2)なぜなら、ＶBEは負の温度係数で、抵抗Rは正の温度係数だからである。
Vref≒VBE(Q3)+(R2/R3)(kT/q)Ln(IR1/IR2)
１０Ｖ ┌───┐
───┤Ｒ５ │
└─┬─┘
┌─┴──┬─────┬──１Ｖ
│ ┌─┴─┐ │
│ │Ｒ２ │ ┌─┴─┐
│ └─┬─┘ │Ｔ３ │
┌─┴─┐ ├───┤ │
│Ｒ１ │┌─┴─┐ │ │
└─┬─┘│Ｔ２ │ └─┬─┘
┌───┼──┤ │ │
│ ┌─┴─┐│ │ │
│ │Ｔ１ │└─┬─┘ │
└─┤ │┌─┴─┐ │
│ ││Ｒ３ │ │
└─┬─┘└─┬─┘ │
└┬───┴─────┘
│
─┴─
R5:10KΩ,R1:600Ω,R2:6KΩ,R3:600Ω
◆電源回路
＿◇基本原理
①シリーズレギュレータ
シャント・レギュレータ、リニア電源とも呼ばれる
※必要な電圧より高い余分を熱として捨てるのが原理
⇒入力電圧の最大変動に対して余裕をもって出力電圧を設定
⇒入力電圧が変動しても熱として捨てる量が変動するのみ
⇒発熱が必然
※入力電圧と出力電圧の差が大きいと変換効率低くなる
※出力電流が大きいと電力損失と発熱が大となる
※回路簡単
※出力電圧に載る雑音が少ない（センサなどに向く）
⇒入出力電圧差が特に低いリニアレギュレータをLDOとよぶ
LDO:low dropout レギュレータ
※LDOレギュレータが向くのは
入出力電圧差2V以内、出力電流1~1.5A以内
②スイッチングレギュレータ
（日本ではパルスレギュレータとも呼ばれる）
電源入力からスイッチのＯＮ／ＯＦＦタイミングを制御して出力電圧を維持する
※変換効率高い（８０～９７％）
⇒２次電池のエネルギーを無駄にしない
⇒大電力
※降圧、昇圧、昇降圧なども実現できる
⇒単セル電池にも向く（単セル電池の電圧が落ちてくるとリニアレギュレータでは扱えない⇒エネルギーを使い切れない）⇒昇降圧
※回路複雑
※雑音発生
※スイッチング電源には出力の定電圧制御を含まない場合もあるが、実用回路では必須
⇒スイッチのON/OFFタイミングの制御
⇒PWMなど
※スイッチングレギュレータ（降圧型）の原理回路
／ＳＷ１┌─┐
┌○ ○┬─┤Ｌ├┬──┐
│ │ └─┘│ ↓Iout
─┴─ ○ＳＷ２┌┴┐┌┴─┐
┯ ／ │Ｃ││ＲＬ│
│ ○ └┬┘└┬─┘
└───┴────┴──┘負荷
※DC-DCコンバータ
DC-DC converter
①ステップアップ回路
直流電圧入力を効率的に高電圧に変換する
②ステップダウン回路
低電圧だが大電流
＿◇電源回路の入力と電圧変換回路
商用電灯線の100V, 200Vなどの交流
バッテリの直流
※交流からの電子回路用直流定電圧変換ではまずトランスによる電圧の低下が必要
⇒交流から交流への変換ではトランスの巻線数の比のみ
V1:V2 = N1:N2
１次側電圧V1 巻き数 N1
２次側電圧V2 巻き数 N2
（トランスの巻きには10%くらいの誤差がでる。ロスもある）
⇒２次側は所望の電圧に対して余裕をもってとる必要がある
※電灯線の交流波形を直接スイッチングすると大きなノイズが電灯線にも漏れる⇒法規制がある
＿◇トランスの諸般の問題
※商用電灯線
周波数低い
⇒コイルのインピーダンス低い
⇒磁束密度を高めないと磁気結合の効率あがらない
⇒巻き数を増やす、ＯＲ 鉄心をつかう
⇒巻き数増＝直流抵抗増、容積増
⇒鉄心に透磁率が高く磁気抵抗の低い珪素鋼板を使用
※磁気飽和現象
磁束密度を最大レベルにした設計
⇒それ以上に１次電圧が上がると⇒飽和する
⇒飽和が起こると鉄心が無いのと同じ
⇒一気にインダクタンス低下
⇒瞬間的な励磁電流が流れる
⇒焼ききれたりする事故につながる
※磁気飽和を積極的につかって高電圧を得る場合もある
※突入電流
電流の流れていなかったコイルに電流流す
⇒大きな誘導起電力が発生
⇒電源ＯＮで瞬間的に大電流がコイルに流れる
⇒この大電流を突入電流という
⇒１次側で誘導起電力が発生⇒２次側にも突入電流
１次側にサージアブソーバ（スパークキラー）を取り付ける
⇒パワーサーミスタ
＿◇整流回路
電圧変換後、交流を直流に変換する
①半波整流回路
│ │交流入力
│ ▼
│ ┬
├─┨┠─┤
│ │
接地側
＋の半周期しか使わないので効率悪い
コンデンサにパルス状の電流ながれ、電流と電圧位相ずれる
⇒力率悪い
②両波整流回路（全波整流回路）
トランスのセンタタップと２ダイオードを使う
∩∩∩∩∩∩∩∩∩∩∩・
│ │ │交流入力
▼ │ ▼
┬ │ ┬
│ │ │
└────┼────●
│ │
│ │
├─┨┠─┤
│ │
接地
③ブリッジダイオードによる両波整流回路
ダイオードを４つ使ったブリッジダイオードを使う
センタータップ不要
∩∩∩∩∩∩∩∩∩∩∩・
│ │交流入力
│ ┌──●──┐ │
│ ▼ │ ▼ │
│ ┬ │ ┬ │
├─┘ │ └─┤
▼ │ ▼
┬ │ ┬
└────┼────●
├─┨┠─┤
接地
⇒適切な定格のブリッジダイオードを選ぶ
整流する交流電圧
流れる最大電流
＿◇平滑回路
※整流回路の出力⇒脈流（リップル）
※コンデンサの充放電により電圧変動を吸収する
⇒十分な容量のコンデンサが必要
※チョークコイルにより平滑化を補強
⇒直流は通すが交流には抵抗として働く
⇒リップルをさらに除去する
＿◇定電圧回路
負荷の変動によって、流れる電流が変化しても一定の電圧を維持できるようにする。
※基準となる電圧をもとに、負荷の電流変化を増幅して、帰還をかけて打ち消す回路
＿◇電源スイッチとヒューズ
※定格電圧を満たすこと
ワールドワイド仕様：２５０Ｖ
日本＋北米限定：１２５Ｖ
※スイッチ：突入電流に対する対処
⇒バウンス、チャタリング
⇒接点間にアーク放電発生することがある
⇒アーク放電
酸化皮膜形成
削り取り
溶着
⇒信頼性、安全性、寿命に問題おきる
※ヒューズ
定常電流値定格の２倍程度のヒューズを使う
突入電流値最大値の電力＜溶断特性の1/4
異常電流値＜＝確実に切れるように
⇒溶断特性＝入力時間と経過時間で決まる
⇒試験必要
＿◇雷サージ対策
商用電灯線⇒雷サージ電圧が重畳されてくる
※バリスタ
ＡＣ電源入力の２本の線間に入れる
⇒取り込み口付近に
⇒高電圧のサージがかかると抵抗がさがり、サージ成分をクランプさせる。（1.5KV~2KV)
⇒通常はコンデンサとして振舞う
⇒クランプするまでに時間が多少かかる
＿◇基本となる電源回路
①シリーズレギュレータ
制御素子に電圧降下を持たせて出力電圧を制御する。出力電圧は入力電圧より必ず低くなり、電力損失としてVce*Ioが発生する。
←────Ｖｃｅ 出力電圧
Ｖｉ Ｖｏ＝Ｖｉ－Ｖｃｅ
┌○─── ＞───┬─○─┐
│ ＼ ／ │ ↓
│ ━┯━ ┌─┐│ │
─┴─ │ │－├┘ ┌┴┐
┯ └──＜ │ │負│
│ │＋├┐ │荷│
│ └─┘│ └┬┘
│ ─┴─ │
│ ┯ │
┴ ┴ ┴
②昇圧型スイッチングレギュレータ
ＳＷをＯＮ／ＯＦＦすることでＬにエネルギを蓄積したり放出したりして高電圧を得る。その高電圧をダイオードで整流し、コンデンサで平滑して出力する。
ＳＷ＝ＯＮ時。ＥからＬに電流が流れエネルギを蓄積する。Ｌには電圧降下発生。ＤはＯＦＦ．負荷へはＣから電流が供給される。
┌─┐ ┌─┐
┌┤Ｌ├─┬─┤Ｄ＞├┬───┐
│└─┘ │ └─┘ │ │
Ｅ│ ○ ┌┴┐ ┌┴┐
─┴─ │ │Ｃ│ │負│
┯ ○ └┬┘ │荷│
│ │ │ └┬┘
┴ ┴ ┴ ┴
ＳＷ＝ＯＦＦ時。Ｌに溜まったエネルギによりＬには逆起電力が発生する。逆起電力をＥ’とすれば、ＤにはＥ＋Ｅ’だけの電圧がかかる。ＤはＯＮし、Ｄでの順方向電圧降下Ｖｆを除いたＥ＋Ｅ’－ＶｆがＣと負荷にかかり、Ｃを充電するとともに負荷にも電流を供給する。
┌─┐ ┌─┐
┌┤Ｌ├─┬─┤Ｄ＞├┬───┐
│└─┘ │ └─┘ │ │
Ｅ│ ○ ┌┴┐ ┌┴┐
─┴─ ＼ │Ｃ│ │負│
┯ ○ └┬┘ │荷│
│ │ │ └┬┘
┴ ┴ ┴ ┴
※ダイオードにはショットキ・ダイオードが使われる。スイッチング周波数が高いことと、順方向電圧降下Ｖｆが低いため。（ダイオードによる損失はＶｆ*通過電流)
※実際には、出力電圧を一定に保つため、出力を基準電圧と比べてＳＷにフィードバックをかけ、安定化する。
③降圧型スイッチングレギュレータ
直流電圧をＳＷにより方形波に変換し、ＬＣ型ローパスフィルタにより再び直流に戻す。ＳＷがＯＦＦしたときにＬに蓄積された電流を流すためにフライホイールダイオードが使われる。
ＳＷ＝ＯＮ
┌─┐
┌○─○─┬─┤Ｌ├─┬───┐
│ │ └─┘ │ │
Ｅ│ ┼ ┌┴┐ ┌┴┐
─┴─ △ │Ｃ│ │負│
┯ │ └┬┘ │荷│
│ │ │ └┬┘
┴ ┴ ┴ ┴
ＳＷ＝ＯＦＦ
／ ┌─┐
┌○ ○─┬─┤Ｌ├─┬───┐
│ │ └─┘ │ │
Ｅ│ ┼ ┌┴┐ ┌┴┐
─┴─ △ │Ｃ│ │負│
┯ │ └┬┘ │荷│
│ │ │ └┬┘
┴ ┴ ┴ ┴
※やはり出力電圧を一定に保つため、出力を基準電圧と比べてＳＷにフィードバックをかけ、安定化する。
※フライホイールダイオードにはショットキ・ダイオードが使われる。
④インバータ（ＤＣ－ＡＣコンバータ）
＿◇簡単なシリーズ電源の設計例
※安定化電源の要＝基準電圧を得る仕組み
※入力１０～１５Ｖで変動
※出力６Ｖ 50mA出力
※定電圧ダイオード
ツェナーダイオードに逆方向電圧
⇒降伏現象⇒電圧を加えるとさらに電流がながれる
⇒ツェナーダイオードの両端の電圧はほぼ変化しなくなる
⇒理想的には降伏領域のVz-Iz特性がほぼ垂直なほうが望ましい
⇒内部抵抗があるので、傾斜が存在する（動作抵抗）
⇒Ｖｚは温度によって変化する
特定の電圧（５～６Ｖ）より低い
負の温度係数
高い
正の温度係数
⇒精密動作が必要な場合は補正する
⇒一般のダイオードは０．６Ｖの順方向電圧降下、これは負の温度特性
⇒ツェナーダイオードの正の温度特性範囲と組み合わせると補正することができる
（補正回路）
│
▼
┬
│
└┴┐
▲
│
※もっとも簡単な定電圧回路
ＶＩＮ ┌──┐ ＶＯＵＴ
○───┤Ｒ１├─┬───┬──○
└──┘ │ ┌┴─┐
└┴┐ │Ｃ１│
Ｚ１▲ └┬─┘
│ │
○─┬──────┴───┴──○
┴
ＶＩＮ：１０～１５Ｖ
ＶＯＵＴ：６Ｖ（５０ｍＡｍａｘ）
ツエナーダイオードの降伏電圧から
ツエナーの内部抵抗＊ツエナーに流した電流分
低くなる⇒Ｖｚは若干高めを選択
Ｒ１：１８０Ω
Ｃ１：４７０ｕＦ
Ｚ１：ＨＺ６Ｃ１（ルネサス）
Ｖｚ５．８～６．１Ｖ
０．５Ｗ
５ｍＡのとき内部抵抗１００Ω
※Ｒ１は制限抵抗
ツェナーに電流が流れすぎないようにする
⇒無負荷時にツェナーに最大電流が流れる
⇒これを定格の0.5Wに余裕を持って収まるように決定する
⇒電流制限抵抗の両端の電圧降下 Vr
Vr=Vin-Vz
⇒ツェナーのVz-Iz特性から
Vz=6V付近となるIzは2mA
これが動作点となる
⇒動作時の出力50mA, ツェナー分2mA
⇒無負荷時には、これが全てツェナーに流れる(Izmax=52mA)
⇒これ以上は流れないようにＲ１を決める
R1= (Vin-Vz)/Izmax
Vin, Izmaxとも最大値をいれ
R1=(15V-6.1V)/52mA=171Ω
⇒E24系列で180Ωとする。1つ下の160Ωでは流れる方向になるので避ける
⇒抵抗の電力損失を確認する
※出力電流は変動するので、回路の入力電圧と抵抗値から求める
Pr=(Vinmax-Vz)^2 / R1
≒0.45W
⇒一般的な1/4W定格の炭素皮膜抵抗では不足
⇒1/2Wのものでも余裕がない
⇒1/2Wを並列にして使う
⇒750Ω 1/2Wを4並列で187.5Ωとする⇒電力定格４倍
⇒ツェナーの電力損失は
Pd=Izmax*Vz≒0.312W
⇒定格内ではあるが、あまり余裕がない
※出力はツェナーのＶｚひとつで決まっているので
ダイオードの特性ばらつきがそのままでる
温度特性もそのまま
※出力電流を大きくとれない
⇒ツェナーに対する電流制限抵抗Ｒ１により電圧降下する
※低いVz電圧のツエナーでは変動が大きく６Ｖ以下への適用難しい
＿◇電流ブースター回路：設計例
基準電圧：ツェナーダイオード
出力電流：トランジスタで流す
※入力１０～１５Ｖで変動
※出力６Ｖ 500mA出力
ツェナーをながれるIzをトランジスタのベース電流とする
出力電流はトランジスタのコレクタ電流
※原理回路
ＮＰＮ
┌─┐
──┤Ｒ├─┬───┬─出力
└─┘ │ │
└┴┐ │
▲ │
│ ┃／
└─┨
┃＼
Ｖ
──────────┴─
ＰＮＰ
┌─┐
──┤Ｒ├─────┬─出力
└─┘ │
Ｖ
┃／
┌─┨
│ ┃＼
└┴┐ │
▲ │
──────┴───┴─
ツェナーダイオードのIzをベースに流せれば
Ic=Iz*hfe
ということで、トランジスタのhfe倍のコレクタ電流を流すことができる。
⇒ツェナーダイオードだけの回路で問題だったIzの最大電流の大きさを大幅に緩和できる
⇒しかし、ツェナーダイオードの内部損失⇒トランジスタの内部損失となる⇒トランジスタが発熱の形で消費する
⇒パワートランジスタにはヒートシンクがつけられる
⇒内部温度上昇を抑える
※コレクタ電流 Ic を大きくとりすぎると hfe が急低下する
⇒利用可能な範囲がある
※実回路
○───┬──Ｑ１ ＞─┬──○Vout
┌┴┐ ＼ ／ ┌┴─┐出力
│Ｒ│ ━┯━ │Ｃ２│
└┬┘ │ └┬─┘
├───┤ │
│ │ │
┌─┴┐ └┴┐ │
│Ｃ１│ ▲Ｚ１ │
○┐└─┬┘ │ │ ┌○
└──┴───┴───┴─┘
Ｃ１，Ｃ２：１ｕＦ
Vout : Vz – Vbe
⇒Vbeはトランジスタの品種に関わらず0.66Vでほぼ一定
⇒ツェナー電圧は欲しい電圧よりVbe分高い電圧のものを選ぶ
※トランジスタの選択
最大コレクタ損失 Pc をまずもとめる
Pc = (Vin_max – Vout) * Iout_max
=(15 – 6) * 0.5 =4.5 [W]
⇒例として東芝2SD2012
最大許容損失 25W
Ic定格 3A
Ic=500mAのときのhfe=100~320
Pc, Icに余裕があるが、
⇒4.5Wを消費させるのでヒートシンクは必要
※ブリーダ抵抗Ｒｂの決定
IzとIbを流すための抵抗
Ib_max はコレクタ電流500mA流すとき
（トランジスタの特性からIc=500mA時 hfe=180程度)
Ib_max = Iout / hfe = 0.5 / 180 =2.7mA
Izは安定して6.6V程度の電圧が得られる領域として
ツェナーの特性から Iz_min = 5mA
とする
RB = (Vin_min -Vz)/Iz_min = (10-6)/0.005≒800[Ω]
⇒E24系列から 820Ωとする
※出力電流も大きく、実用的な回路としても使用可能だが
⇒定電圧ダイオードの温度特性がそのままでる
⇒Iz-Vz特性の非直線性がそのままでる
＿◇可変電圧出力回路：設計例
※入力１５Ｖ
※出力６～１２Ｖ可変 最大負荷2A
⇒最大負荷電流に対し、出力可能な最大出力電流には余裕必要
⇒5Aとする
ツェナーダイオードで基準電圧を作る
⇒出力可変のためVzをそのままでは駄目
⇒Vz=VrefでトランジスタQ2のエミッタ電圧を定電圧化
⇒Q2のベース電圧 Vref+Q2_Vbe2となる
⇒Q2のベース電圧を決めるR3,R4,Vrにより出力電圧決まる
⇒VRで変化させること可能
※動作シナリオ
①出力が低下⇒Ｑ２のベース電圧も相対低下
②Ｑ２のコレクタ、エミッタ間電圧上昇
③Ｑ１のベース電圧上昇⇒Ｑ１に電流流れ出力電圧上昇
④Ｑ２のベース電圧上昇⇒Ｑ２電流ながれる
⑤Ｒ１に流れる電流笛る
⑥Ｑ１のベース電圧降下
⑦Ｑ１に流れる電流減り、Ｑ１コレクタ、エミッタ間の電圧差増
⇒出力電圧降下
Ｖｉｎ Ｖｏｕｔ
○─┬──Ｑ１ ＞──┬──┬─○
┌┴┐ ＼ ／ ┌┴┐┌┴┐
│Ｒ│ ━┯━ │Ｒ││Ｒ│
│１│ ↑ │２││３│
└┬┘ │ └┬┘└┬┘
└───● │ │
│ │ ┌┴┐
＼┃ │ │Ｖ│
Ｑ２┠←─┼─→Ｒ│
／┃ │ └┬┘
Ｖ │ │
├────● ┌┴┐
└┴┐ │ │Ｒ│
Ｚ１▲ Ｃ１┴ │４│
│ ┬ └┬┘
├────┴──┘
▽
※Ｑ１の選択
最大負荷電流２Ａ⇒パワートランジスタ
⇒ツェナー電流Iz=数mAからするとhfe=1000以上に相当する利得が必要となる
⇒ダーリントン接続あるいはダーリントントランジスタを使う
⇒余裕をみてIc=5A以上品選ぶ
⇒条件はVin_max=15V, Vout_min=6V
⇒トランジスタのコレクタ損失
Pc=(Vin_max-Vout_min)*Iout_max
=(15-6)*5=45W
⇒東芝2SD1662 最大Pc100W, Ic定格15A, hfe=1000以上 @15A
⇒50W以上の放熱容量を持つ放熱器を取り付けること
※Ｑ２
誤差増幅回路。Ｑ１に負帰還をかける。
汎用ＮＰＮトランジスタでコレクタ電圧に十分に余裕があればよい。
コレクタにかかる電圧はR1分電圧降下する筈であるが、最悪
Vin-Vz
で見積もる。Vin15Vなので、耐圧15V以上に余裕のあるトランジスタを選べばよい。hfeを大きくする必要はない。
2SC1815GR
Vceo=50V, Ic=150mA, hfe最小=200
⇒ツェナーダイオードにエミッタから電流を流しこまないとならないので、Ib2はツェナー決めてから決める
※Ｒ１（ブリーダ抵抗）
Ic1=2A流さねばならないので、Ib1_maxは
Ib1_max = Ic1_max / hfe1
hfe1>1000から、1000として計算すると
Ib1_max = 2mA
⇒この電流はR1から供給される。
⇒Q2のコレクタ電流Ic2としても流れるが量は少ない
⇒このとき(Ib1+Ic2なら等号となる)
Ib1<(Vin-Vb1)/R1
変形して
R1<(Vin-Vb1)/Ib1
⇒Vb1=Vout+Vbe1
Vout=12VのときVb1=12+1.3V=13.3V
⇒R1<(15-13.3)/2mA<850Ω
⇒R1を850Ω以下にしないとIb1_maxが2mAにならない
⇒E24系列で 820オームとする
※Ｚ１（ツェナー）
ここでのＶｚはＱ２のエミッタ電圧を一定に保つことでＱ２のベース電圧を維持するため
最小可変出力電圧６ＶからVbe=0.6V分を引いた5.4Vより小さいものを探す
⇒HZ5A2(4.4~4.6V)
4mA程度流すと、ほぼ安定して定電圧が得られる
⇒出力電圧低下⇒Ｑ２ベース電圧も低下
⇒Ｑ２のコレクタ・エミッタ間抵抗増大、Ic2は減少
⇒Ｑ２のコレクタ電圧Vc2上昇、Ｑ１のベース電圧上昇
（Ｒ１からの電流はＱ１ベースに流れ込む）
⇒Ｑ１のコレクタ・エミッタ間電流増大
ツェナー電流Iz_min:出力電圧最小のときのZ1に流れる電流
⇒R2経由の電流とR1からQ2を通して流れる電流の和
⇒R1経由の電流はほとんどQ1にながれ、Ic2は小
Iz_min≒(Vout_min-Vref)/R2
これを4mAとなるようにR2を決めると
R2=(6-3.5)/4mA=375Ω
⇒E24系列で360Ωを選択(4mA以上ながれるように）
Iz_maxは出力電圧最大で負荷電流０のとき
⇒このときにはIc2にも流れ込んでくる
Iz_max=(Vout_max-Vref)/R2 + (Vin-(Vout_max+Vbe1))/R1
=(12-4.5)/360+(15-(12+1.3V))/820
≒22mA
このとき消費電力は 4.5V*22mA≒100mW
最大許容損失500mWに対して十分な余裕を持つ
※Ｑ２のIb2
出力電圧に影響しないように十分小さいほうがよい
Q2のIc2が最大のときにIb2も最大となるが
Ic2=(Vin-(Vout+Vbe1))/R1=(15V-(6V+1.3V))/820≒9.4mA
これをQ2のhfe=200~400でわると 47uA程度
※R3+R4+Vrの決定
Vr=Vr_a+Vr_b（ボリュームの中点の電圧Vベースにかかる=Vb2）
Ib2の約20倍の1mAを流すものとする
Vout_min=6Vなので
R3+R4+Vr≒6kΩ
Vout={(R3+Vr+R4)/(Vr_b+R4)}*Vb2
ここでVb2=Vref+Vbe2なので
Vout={(R3+Vr+R4)/(Vr_b+R4)}*(Vref+Vbe2)
Vout_minはVr_bが最大となるVrのとき
Vout_maxはVr_bが０となるときなので
Vout_min={(R3+Vr+R4)/(Vr+R4)}*(Vref+Vbe2)
Vout_max={(R3+Vr+R4)/(R4)}*(Vref+Vbe2)
Vout_min=6V, Vout_max=12V,
R2+Vr+R4=6kΩ
Vref+Vbe2=4.5+0.6=5.1V
を代入すると
6={6k/(Vr+R4)}*5.1
Vr+R4=5100
Vr+R4=6k-R3なので
R3≒900Ω
12=6k/R4*5.1
R4≒2.5KΩ
Vr≒2.4KΩ
⇒
Vout_min=(6k/4.9k)*5.1=6.24V
Vout_max=(6k/2.5k)*5.1=12.24V
⇒6~12Vを満たすようにまた、Vr=3kで再調整し、
R3=470
R4=2.2k
Vr=3k
とする
＿◇保護回路
出力が短絡⇒出力段のトランジスタに過大な電流が流れる
※多い故障モード
平滑回路のコンデンサに蓄積の電荷がパワートランジスタに瞬間的に流れ込む⇒パワートランジスタはこの電流を消費することになるので焼損する
※カレントリミッター
出力電流Ｉｏが一定以上になったとき、出力電流を制限する回路
⇒出力電流が流れる抵抗Ｒｓの両端の電位差をベース・エミッタ間にかける
⇒この電位差が0.6Vを超えるとコレクタ、エミッタ間に電流が流れ、コレクタ・エミッタ間の電位は０．６Ｖ以下となる
⇒この電位をパワートランジスタのベースに与えれば、パワートランジスタのベース・エミッタ間の電位も０．６ＶとなりＩｏはそれ以上増大しなくなる
⇒Vbe=0.6VをIoで割れば、Rsが求まる
例）Io=5Aならば 0.12Ω
⇒Rsは抵抗値が低いが大電流流れる
⇒許容最大損失が余裕のある抵抗を使う
⇒動作字の出力電圧が規定より０．６Ｖ下がるので、考慮にいれて回路パラメータを決める
Ｖｉｎ ┌──┐ Ｖｏｕｔ
○────Ｑ１ ＞─┬┤Ｒｓ├┬○
＼ ／ │└──┘│
━┯━ │ │
↑ ━┷━ │
│ ／ ＼ │
○──●──Ｑ２ ＞──┘
＿◇フォールドバック・カレントリミッター
通常のカレントリミッターは、最大出力電流が制限されると出力電圧が低下するが、電流は減らない
⇒長時間つづくと発熱により故障の可能性がある
（バイポーラトランジスタの２次降伏をおこしたりする）
⇒出力電流も絞り込むのがフィードバック、カレントリミッター
⇒出力電圧－電流極性が「フ」の字型
⇒フの字保護回路
⇒絞った後は短絡電流Iscのみが流れる
┌──┐
┌─────┤Ｒ２├─┐
│ └──┘ │
Ｖｉｎ│ │┌──┐ Ｖｏｕｔ
○──┴─Ｑ１ ＞┬────┼┤Ｒｓ├┬○
＼ ／ │┌──┐│└──┘│
━┯━ └┤Ｒ１├● │
↑ └──┘│ │
│ ━┷━ │
│ ／ ＼ │
○──●──────Ｑ２ ＞──┘
正常時のＱ２のＶＢＥ
VBE≒Iout*R2+(R1/(R1+R2))*(Vin-Vout)
これを変形して
Iout≒(VBE-(R1/(R1+R2))*(Vin-Vout)/Rs
出力短絡するとVout→０となり、このときのIoutが
Isc(短絡電流)=Iout
Vbe=0.6Vとして、R1,R2,Rsの値を適切に選ぶことでIscを小さくすることができる
※Iscを0にすると一度電源をＯＦＦしない限りVoutは正常に復帰できない。
⇒Vinの変動の影響も受けるので余裕をみなければならない
＿◇３端子レギュレータ
より高い入力電圧を制御して、低い安定した電圧を出力するための素子。
※通常３端子レギュレータの前に
変圧回路
整流回路
平滑回路
を置いて電源回路として構成する
※固定式３端子レギュレータ
固定電圧用
例１）基本回路
ＩＮ ┌────┐ ＯＵＴ
─┬──┬─┤７８０５├┬──┬─
＋│ │ └──┬─┘│ ＋│
┌┴┐┌┴┐ │ ┌┴┐┌┴┐
│Ｃ││Ｃ│ │ │Ｃ││Ｃ│
│３││１│ │ │２││４│
└┬┘└┬┘ │ └┬┘└┬┘
│ │ ＧＮＤ│ │ │
─┴──┴────┴──┴──┴─
Ｃ１，Ｃ２は発振防止用コンデンサ（低周波用）必須。
0.1uF程度（なるべく足の近く）
（あると良い）
Ｃ３：電源の整流回路の平滑用コンデンサ
Ｃ４：発振防止用（高周波）
⇒高い周波数における応答が悪いとノイズの元となる
⇒アルミ電解に加えて、高周波特性のよいセラミック、フィルム、タンタルなどを並列に使うとよい
例２）
＋１４Ｖ Ｖｉｎ┌────┐Ｖｏｕｔ ＋１２Ｖ
○─┬────┬┤７８１２├┬───┬──○
┌─┴＋──┐│└─┬──┘│┌──┴＋─┐
│１００ｕＦ││ │ ││１００ｕＦ│
└─┬───┘│ │ │└──┬──┘
│┌───┴─┐│┌──┴──┐│
││０．１ｕＦ│││０．１ｕＦ││
│└───┬─┘│└──┬──┘│
│ └──┼───┘ │
○─┴───────┴───────┴──○
ＧＮＤ
※最低入力電圧は、使用電圧＋２．５Ｖ以上
⇒通常３～４Ｖ高程度
⇒入出力間電位差を小さく（０．２～０．５Ｖまで）する場合は、低ドロップアウト型を使う必要がある。
⇒最高入力電圧は、入力耐圧となるが、差は熱となるので、低い方が効率が良い。
⇒放熱対策と取り出しえる電流値の関係は、発生する熱とパッケージの熱抵抗からもとまる。
通常のTO-220パケージにおけるθja(max)=65℃
であり、Tj(max)=125℃、周囲温度60℃とすると
Pd(max)=(Tj(max)-Ta)/θja(max)=1W
よって電流Iは、
I≦Pd(max)/(Vin-Vout)
により求まる
電位差2.5Vとすれば、0.4A以上ながれると熱破壊することが分かる。
放熱器つきの熱抵抗θsa=6.7 ℃/Wを使えば、
Pd(max)=(Tj(max)-Ta)/(θjc+θcs+θsa)
θjc 5
θcs 1
θsa 6.7
よりPdは5.1Wに増える。
※注意点
①発熱量が多いので、少ない電流で済むなら、より小電流の品種とする。
②最大出力電流１Ａタイプの場合、実用上は数百ｍＡ程度で使うのが妥当。このようなタイプの内部許容損失Ｐｄ＝１５Ｗ程度なのでより大きな電流を必要とする場合にはブースター回路を考える
③電源ノイズが若干多いので、ノイズ対策をする
④出力電圧の選択の範囲が狭い
※内部損失
⇒入力電圧から出力電圧を差し引いた電圧差を放熱により捨てることで電圧を安定化している
⇒入力にリップルがあるならばその最大電圧をとり、出力電圧を引いて、電流を掛ければ内部損失が求まる
⇒内部損失での温度上昇が平衡し、定格に収まるような放熱器をつける。
⇒出力電流が最小の時が、安定化回路のトランジスタに最大の電流が流れる
※低損失型
⇒入力電圧があまり高くなくても定電圧を維持できる
⇒出力電流は250mAなどと低い
⇒250mA品では放熱器も不要となるものがある
＿◇３端子レギュレータの型番
※オリジナルはフェアチャイルドのｕＡ７８，ｕＡ７９シリーズ
ｍｍ７８ｘｘ
ｍｍメーカ名
ＬＭナショセミ
ＬＴリニア
ＮＪＭ新日本無線
ＴＡ東芝
ｘｘ
電圧
定格の４０％以上の電流を取り出すときは、放熱器必要。
①正電源用７８シリーズ
最大出力
７８＊＊ １Ａ
７８Ｍ＊＊ ０．５Ａ
７８Ｎ＊＊ ０．３Ａ
７８Ｌ＊＊ ０．１Ａ
端子配列 IN GND OUT
パッケージGND
放熱器にそのままネジ止め可能
②負電源用７９シリーズ
最大出力
７９＊＊ １Ａ
７９Ｍ＊＊ ０．５Ａ
７９Ｎ＊＊ ０．３Ａ
７９Ｌ＊＊ ０．１Ａ
端子配列 GND IN OUT
パッケージIN
放熱器は絶縁してとりつけるか、GNDから浮かせる
＿◇３端子レギュレータのブースター回路
※目安
三端子レギュレータは定格いっぱいでは使わず、半分程度にとどめて使用する⇒電流を多く取り出す場合にはブースター回路を追加
Ｖｉｎ ┌──┐ Ｖｏｕｔ
○┬──┬──┤Ｒ２├┬── Ｑ１───────┬○
│ │ └──┘│ Ｖ ／ │
│ ＞┃ │ ━┯━ │
│ Ｑ２┠────┘ │ │
│ ／┃ │ │
┌┴─┐│ │ ┌────┐ │
│Ｒ１├┴──────────┴┬┤７８ｘｘ├┬┘
└──┘ │└──┬─┘│
┌─┴┐ │ ┌┴─┐
│Ｃ２│ │ │Ｃ１│
└─┬┘ │ └┬─┘
└───┼──┘
▽
Ｑ１，Ｑ２ともＰＮＰ型
※パワートランジスタＱ２のhfe
三端子レギュレータへの入力電流Ictlと回路の出力電流Ioutより
hfe≧Iout/Ictl
※この回路では三端子レギュレータの内蔵保護回路が機能しない
⇒Ｑ２のトランジスタが必要となる
⇒Ｒ２での電圧降下が、Vbe2に等しくなる
⇒Ｑ１のベース電流流れなくなる
⇒出力電流流れなくなる
⇒電流制限の動作点
Iout_max≒Iin_max=Vbe2/R2
⇒Ｑ２のVbeの約-2.4mV/℃の温度特性も考慮にいれてR2決定
※Ｑ１には十分な放熱対策必要
※Ｃ２は発振防止用に高周波特性のよい0.1uF程度
※Ｃ１は10uF程度の電解コンデンサなど大容量のもの
＿◇３端子レギュレータの出力電圧増加回路
例）±３５Ｖから±３０Ｖ生成
ダイオードはＨＺ６Ｃ１
２４Ｖのレギュレータをツェナー電圧分だけかさ上げ
Ｃ３，Ｃ５はツェナーのノイズ対策
＋ＶＩＮ ┌────┐ ＋ＶＯＵＴ
──○─┬─┤７８２４├────┬─○
│ └─┬──┘ ┌─┴┐
│ ├──┐ │Ｃ４│
┌┴─┐└┼┐┌┴─┐└─┬┘
│Ｃ１│ ▲ │Ｃ３│ │
ＧＮＤ└┬─┘ │ └┬─┘ │ＧＮＤ
─○─┼───┼──┼────┼─○
┌┴─┐└┼┐┌┴─┐ │
│Ｃ２│ ▲ │Ｃ５│ │
└┬─┘ │ └┬─┘┌─┴┐
│ ├──┘ │Ｃ６│
－ＶＩＮ│ ┌─┴──┐ └─┬┘－ＶＯＵＴ
─○─┴─┤７９２４├────┴─○
└────┘
ツェナーの温度補償用にさらにダイオードを直列に接続する場合は、その分０．６Ｖを追加しないとならない
⇒ツェナー電圧を選択しなおす。
＿◇３端子レギュレータの出力電圧可変回路
３端子レギュレータのＧＮＤ電位をバイアスすることで出力電圧を可変とする
※通常のレギュレータ出力より高い電圧を得る回路
Ｖｉｎ（＋１５Ｖ）
○┬──────────────┐
│ │
│┌────┐ │ Ｖｏｕｔ（５～１０Ｖ）
├┤７８０５├─┬──────┼───┬─┬──┬○
│└─┬──┘ │ │ │┌┴─┐│
┌┴─┐│┌──┐│ │ ││Ｃ３││
│Ｃ１│││Ｃ２├┘ │ │└┬─┘│
└┬─┘│└─┬┘ ┌────┼─┐ │ │┌─┴┐
└──┼──┘ │ │ │ │ ││Ｃ４│
│ │ ┌┴┐│ │ │└─┬┘
│ │ │－├┘ │ └──┤
└──────┴───＜ │ ┌┴─┐ │
│＋├─┤ＶＲ│ │
└┬┘ └┬─┘ │
┴ ├────┴○
－Ｖ（－１０Ｖ） ▽ ＧＮＤ
Ｃ１：１００ｎ
Ｃ２：３３０ｎ
ＯＰ：μＡ７４１Ｃ
ＶＲ：１０ｋ
Ｃ３：１００ｎ
Ｃ４：２２μ
ＶＲ＝Ｒｖｏｕｔ＋Ｒｇｎｄとすると
Vout=(1+Rgnd/Rvout)*5 [5は7805のもともとの出力電圧]
⇒結局VRの出力≒OPAMPの出力≒7805のGND電位から
Rvoutに5Vがかかる
※通常のレギュレータ出力より低い電圧から高い電圧まで得られる回路
⇒オペアンプに負電源も与えて、負の出力も可能となるようにする⇒オペアンプのフィードバックも抵抗で分圧し、低いＶＲ出力電圧のときは、オペアンプ出力が負となるようなフィードバックがかかるようにする
Ｖｉｎ（＋１５Ｖ）
○┬──────────────┐
│ │
│┌────┐ │ Ｖｏｕｔ（１～１０Ｖ）
├┤７８０５├─┬─┬────┼───┬─┬──┬○
│└─┬──┘ │┌┴─┐ │ │┌┴─┐│
┌┴─┐│┌──┐││Ｒ３│ │ ││Ｃ３││
│Ｃ１│││Ｃ２├┘└┬─┘ │ │└┬─┘│
└┬─┘│└─┬┘ ├────┼─┐ │ │┌─┴┐
└──┼──┘ ┌┴─┐ │ │ │ ││Ｃ４│
│ │Ｒ２│ ┌┴┐│ │ │└─┬┘
│ └┬─┘ │－├┘ │ └──┤
└──────┴───＜ │ ┌┴─┐ │
│＋├─┤ＶＲ│ │
└┬┘ └┬─┘ │
┴ ├────┴○
－Ｖ（－１０Ｖ） ▽ ＧＮＤ
Ｒ３：９１０
Ｒ２：９．１ｋ
＿◇可変式３端子レギュレータ
例）
ＬＭ３１７ 正電源
ＬＭ３３７ 負電源
ＶＩＮ┌─────┐ ＶＯＵＴ
─┬─┤ＬＭ３１７├─┬────┬──
│ └────┬┘┌┴─┐↑ │
┌┴┐ │ │Ｒ１││┌┴┐
│Ｃ│ │ └┬─┘││Ｃ│
│１│ ＡＤＪ└──┤ ↓│２│
└┬┘ ┌┴─┐ └┬┘
│ │Ｒ２│ │
│ＧＮＤ └┬─┘ │
─┴─────────┴────┴──
図中矢印のＶＲＥＦ電圧は固定（例:1.25V)
Vref = (R1 / (R1+R2)) * Vout
より
Vout = Vref * (1 + R1/R2) + Iadj * R2
R1,R2を調整することで出力電圧が決まる。
Iadjは小さい。
VinはVoutより３Ｖ以上高い必要がある。
出力電流が10mA以上でないと電圧制御が正常に動作しない
＿◇基準電圧
①ツェナーダイオード
⇒5V以下の低い電圧を安定して得るのが難しい
⇒低い電圧のツェナーダイオードの場合ツェナー電流を精密に制御することが必要
②小信号用シリコンダイオード
順方向電圧0.6V程度で安定。
⇒６個直列接続で3.6Vとなる
⇒ダイオードの内部損失に注意
⇒温特にも注意、温度上昇すると電圧さがる
③ＬＥＤ
＿◇倍電圧整流回路
┌──┐
◎─┬─┤Ｄ１├┬──○
│ └─→┘│ ↑
┌┴┐ ┌┴┐＋│
│Ｄ↑ │Ｃ│ │
│２│ │１│ │
└┬┘ └┬┘ │
│ ◎──┤ │
│ ┌┴┐＋│
│ │Ｃ│ │
│ │２│ │
│ └┬┘ ↓
└─────┴──○
入力端子◎に電圧Ｖｓの交流電圧を印加する。
↓
┏━━┓ ┏━━┰─
┃ ┃ ┃ ┃ＶＳ
┸──╂──╂──╂─
┃ ┃ ┃↑
┗━━┛ ┗━
ｔ１ ｔ２ ｔ１
※ｔ１とｔ２の半周期ずつＣ１とＣ２に交互に充電電流がながれ、それぞれ＋側をＶＳまでチャージするので、出力端子○には２倍のＶＳが現れる。
※ただし、チャージ時にダイオードの順方向電圧降下（約0.6V~1V）があるので、ダイオード２個分低くなる。
※負荷Ｒに電流を流すと、時定数ＣＲで電圧は降下し、リップルが現れる。
＿◇スイッチングレギュレータの仕組みによる分類
※入力をＯＮ／ＯＦＦすることで出力に異なる直流電圧を得る仕組み
⇒スイッチング周波数を高くすると一般に
⇒変換効率改善
⇒チョークコイルなどの部品小形化
⇒リップルを減らせる
ただし、トランジスタの耐圧要求が高いと高速化は難しい
※交流⇒直流のスイッチング電源もDC-DCコンバータも包括してスイッチングコンバータと呼ぶこともある。
※多様な方式があるため、整流回路や平滑回路までふくめたシステムとして設計される。
①チョッパ方式
昇圧型チョッパ
降圧型チョッパ
②コンバータ方式
フライバックコンバータ
ＲＣＣ
フォワードコンバータ
多石コンバータ
ＤＣ－ＤＣコンバータ
ロイヤー方式
ジャンセン方式
コッククロフト・ウォルトン整流回路
＿◇チョッパ式スイッチングレギュレータの動作原理
ＶＩＮ＋ ┌─┐ＶＯＵＴ＋
○── ＞─┬┤Ｌ├┬○
＼ ／ │└─┘│
━┯━ ┴ ┌┴┐
ＣＴＬ│ ▲ │Ｃ│
│ └┬┘
○───────┴───┴○
ＶＩＮ－ ＶＯＵＴ－
入力電圧をトランジスタでＯＮ／ＯＦＦし、コイルとコンデンサで整流する。
⇒出力電圧低ければＯＮ時間を長く、高ければ短くする
※トランス不要
※昇降圧可能
※このままでは入力と出力の絶縁なし
⇒基板上の電源としては無視できる
⇒一般電源としてはこのままでは安全性に問題
※さらなる平滑化必要
⇒平滑化された電圧と基準電圧を比較し、トランジスタのスイッチングにフィードバックをかける必要あり
＿◇ラインオペレート型スイッチングレギュレータ
商用電源に直接接続し、メイン電源回路にトランスを使わずスイッチング操作によって電圧変換を行うもの
⇒オフラインコンバータ
※メイン電源ＯＦＦでも常時通電している補助電源に補助トランスをつかったり、スイッチング後の高周波の電圧変換、絶縁のためにトランスを使うことがある
※自励式
トランジスタと高周波トランスでスイッチング信号を発振
⇒回路簡単だが、内部損失が少し大きい
※他励式
補助電源により発振回路－＞ＰＷＭ制御回路を動かしスイッチングする。
⇒大電力では主流
※スイッチングにより、そのままでは大きなノイズが電灯線に戻ってしまうため、ラインフィルタやノイズフィルタの追加が必要
※電源ＯＮ時の突入電流も大
＿◇フライバック方式スイッチングレギュレータ
ラインオペレート型の方式の一つ
トランジスタＯＮ時にはフライバック・トランスにエネルギーを蓄積（電力は伝送しない）、ＯＦＦ時にフライバック・トランスのコアに溜まった磁気エネルギーから起電力が発生し放電する。これをコンデンサで整流する
※RCC方式
Ringing Choke Converter
フライバック方式の典型的自励式回路
⇒ＲＣＣでは入力と出力がトランスで絶縁されている
⇒電力変換効率はあまり高くない
⇒フライバック・トランスは、通常のトランスではなく入出力で逆相となっている
⇒フライバック・トランスにはギャップあり、そのギャップに磁束が蓄えられる
＿◇フォワード方式スイッチングレギュレータ
通常のトランス
１次側ＴＲオン時は、２次側誘導起電力でＤ１を通じて電流がながれるとともにチョークコイルにエネルギーがたまる
１次側ＴＲオフ時は、チョークコイルのエネルギーにより電流は流れ続けようとし、Ｄ２（転流ダイオード）を通じて電流がながれる
トランスの１次側をスイッチングトランジスタでＯＮ，ＯＦＦ。
⇒他励式
※トランスは通常の極性は同じタイプ
⇒トランスにより入出力は絶縁されている
⇒２次側にはチョークコイルが接続され、電流を流しながらここにためる。
⇒１次がＯＦＦになるとチョークコイルから電流がながれる
⇒チョークインプット整流方式
⇒ＲＣＣ方式にくらべるとリップル小さい
※１５０Ｗ程度までの電源でよく使われる
＿◇プッシュプル式スイッチングレギュレータ
Ｖ＋
○┬───────┐ ┌─┐ＶＯＵＴ＋
┌┴┐ ○ │ ┌──┬─┤Ｌ├┬─○
│Ｃ│ ━┷━ │ ┴ ┴ └─┘│
└┬┘ ／ ＼ │ ▲ ▲ │
│┌─＜ ─┼┓│┏─┘ │ ┌─┴┐
○┴┤ └┨│┠──┐ │ │Ｃ２│
Ｖ－└─＜ ──┛│┗──┼─┘ └─┬┘
＼ ／ ＴＲＮ └──────┴─○
━┯━ ＶＯＵＴ－
○
トランジスタ２個が交互にＯＮ／ＯＦＦとなるように制御
⇒タイミングがそろわないと歪んで電力効率低下する
⇒あまり高周波数にできない（数＋ｋＨｚ程度）
⇒他励式
２個で流せるので、１個で同じ定格のトランジスタのフォワード方式よりも2倍の電流がとれる
⇒周波数も倍のケースに匹敵する
※ダイオードは２個必要だが、チョークコイルとコンデンサは1つでよい
＿◇ハーフブリッジ式スイッチングコンバータ
２次側の回路はプッシュプル方式と同様
１次側は、２個のトランジスタが１次側のトランスの同一端子につながり、他端はコンデンサで両側にカップリング。
トランジスタを古語にＯＮ，ＯＦＦすることによりトランスに正、逆、両方向に電流がながれ、それをうけて２次側に電流が流れる。⇒トランジスタの耐圧を低く（半分）できる
※コンデンサでなく、戻り側にもトランジスタを使えばフルブリッジ回路となる
＿◇コッククロフト・ウォルトン回路
※スイッチング電源の一種ともみなせる
※ブラウン菅ディスプレイ、ストロボ発光装置など高電圧を必要な電源をトランスレスで作ることができる
※多段式整流回路
⇒交流、直流の電圧を高圧に昇圧できる
⇒原理的には回路に使用するコンデンサやダイオードの耐圧は入力の２倍で済む（実際には十分耐圧の高いものを使う：安全性のため）
⇒ダイオードペアを１組（ステージ）として、偶数段必要
⇒２ステージで４倍昇圧
⇒200kVが限界、実用的に取り出せる電流は数百uAから数mA
※原理回路
┌─┐ ┌─┐ ┌─┐
┌┤Ｃ├┬┬┤Ｃ├┬┬┤Ｃ├ ┬───┐
│└─┘││└─┘││└─┘ │ │
┌┴┐ ││ ││ │ │
│～│ ▼┴ ▼┴ ▼ │
└┬┘ ┬▲ ┬▲ ┬ │
├───┘├───┘│ │ │
│ ┌─┐│ ┌─┐│ │┌─┐│
├─┤Ｃ├┴─┤Ｃ├┴─── ┴┤Ｃ├┴○
│ └─┘ └─┘ └─┘
▽
＿◇スイッチングコンバータの形式
①バックコンバータ（降圧型コンバータ）
②ブーストコンバータ（昇圧型コンバータ）
③フライバックコンバータ
④フォワードコンバータ
⑤SEPIC Single Ended Primary Inductance Converter
⑥Zeta
⑦Cuk
⑧テスラコンバータ
＿◇スイッチングコンバータの帰還制御方式
control mode for power supply
出力電圧の安定化に使うフィードバックループの帰還方式
①電圧モード制御方式
出力電圧のみから入力にフィードバックをかける
エラーアンプ（誤差増幅器）で基準電圧と比較
差に相当する電圧を三角波と比較してＰＷＭパルス幅を決める
※比較的単純、オン時間短、EMIに強い
※位相補償回路が複雑になる
⇒応答速度はリップル制御に及ばない
Ｖｉｎ Ｑ１ ┌─┐ Ｖｏ
┌─┐↓┌──┬┤Ｌ├┬───┬──┐
│ ┴─┴ │└─┘│ ┌┴┐ │
│ ┬ │ │ │Ｒ│ │
─┴─ │ ├┘Ｑ２ │ └┬┘ │
┯ │ ┤│← ┌─┴──┐│ ┌┴┐
│ │ ├┐ │Ｃｏｕｔ││ │Ｚ│
│ │ │ └─┬──┘│ └┬┘
└──┼───┴───┴───┘ │
│ ┌─┐ ┌─────┐ │
│ │－├─┤Ｅ－ＡＭＰ├─┤
└──＜ │ └─────┘┌┴┐
│＋├┐ │Ｒ│
└─┘│ └┬┘
│三角波 ▽
②電流モード制御方式
電圧モード制御の三角波を電源回路自身のインダクタ電流に比例する信号に置き換える。フィードバックループの安定性高く、入力電圧の変動特性に優れる
⇒応答速度はリップル制御に及ばない
③リップル制御（ヒステリシス制御）方式
出力電圧を監視し、設定した閾値を上回ったり、下回ったりしたらそれをトリガとしてスイッチをオン、オフする
⇒エラーアンプを使わず、コンパレータで出力電圧と基準電圧を比較して制御
⇒エラーアンプの周波数特性による遅れやスイッチング動作の周期の遅れがない
⇒スイッチング周波数変動やジッタの発生がある
Ａ）閾値下回り検出⇒ボトム検出、オン時間固定
Ｂ）上回り検出⇒アッパー検出、オフ時間固定
Ｃ）閾値ウインドウ⇒ヒステリシス制御方式
＿◇PWM制御とPFM制御
※PWM制御
パルス幅変調
周波数一定、パルス幅を変える
電源制御に使った場合、出力電圧のリップルを抑え、負荷変動への応答も速い。しかし、消費電力大きくなる
※PFM制御
パルス周波数変調
パルス幅一定、周波数を変える
電源制御に使った場合、周波数を押さえることで消費電力を抑えられるが、出力電圧のリップルが増え、負荷変動への応答が遅くなる。
※スイッチングレギュレータでは
通常動作：ＰＷＭ
軽負荷：ＰＦＭ
と混在させることが多い
＿◇同期整流
synchronous rectification
スイッチングレギュレータの変換効率を高める技術
ハイサイドスイッチ
⇒インダクタに供給するエネルギー量を制御
ロウサイドスイッチ
⇒インダクタのエネルギーを入力と異なる出力電圧に供給するための整流動作
※従来（ダイオード整流）
ハイサイド・スイッチ：パワーＭＯＳＦＥＴ
ローサイド・スイッチ：ダイオード
例）
ダイオードの順方向電圧０．５Ｖに３Ａの電流が流れると電力損失は１．５Ｗとなる
※同期整流
⇒ダイオードをパワーＭＯＳＦＥＴに置き換えたもの
⇒パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は数m～十数mΩなので、I^2*Rで決まる損失はわずか
例）
3A*3A*10mΩ=90mW
⇒ローサイドスイッチのＯＮ／ＯＦＦだけでなく、２つのパワーＭＯＳＦＥＴの同時オンを防止するデッドタイム挿入回路が必須
＿◇スイッチングコンバータのスイッチング周波数
switching frequency
数十kHz～数ＭＨｚ、高いもので６～８ＭＨｚ
高い方が小さなインダクタやコンデンサで構成でき、リップルが小さく、反応も早い。しかし、スイッチングが多い分、エネルギー損失も多く、変換効率が落ちる。また、ＥＭＩも増大する。
※ＬＳＩへの供給用の数Ｗ～数十Ｗ
⇒３ＭＨｚ以上の高い周波数。変換効率は９０％台前半だが小さく出来る。
※Liイオン電池などで長時間駆動
⇒500kHz程度で95~97%の変換効率。ただし、外形寸法大きくなる
＿◇ＤＣＤＣコンバータ：スイッチングレギュレータ型
┬Ｖｄｄ
┌┴┐
│Ｌ│
└┬┘┌─┐ Ｖｏｕｔ
Ｖ├─┤Ｄ＞├─┬───┬○
┌┴┐└─┘ ─┴─ ┌┴─┐
│Ｓ│ ─┬─ │負荷│
└┬┘ │ └┬─┘
┴ ┴ ┴
Ｉ
↑ ／＼
│ ／ ＼
│ ｉ１／ ＼ｉ２
│ ／ ＼
│ ／ ＼ ／
│／ ＼ ／
└────────────────→
Ｖ Ｖ１
↑ ┏━━━━┓
│ ┃ ┃
│ ┃ ┃
│ ┃ ┃Ｖｄｄ
│ ┃ ┗━━┓
│ ┃ ┃
└━━━━━━┛───────┻━→
──────→←──────→←──
Ｓオン Ｓオフ Ｓオン
①Ｓをオンにしてコイルに電流を流す
Ｔｏｎ時間後の電流Ｉｍａｘは
Ｖｄｄ
Ｉｍａｘ＝－－－＊Ｔｏｎ
Ｌ
②Ｓをオフにする
コイルの電流はダイオードを通じてながれ減衰する
この電流が減衰する時間Ｔｆａｌｌの出力電圧は
Ｉｍａｘ
Ｖｏｕｔ＝Ｌ＊－－－－－＊Ｖｏｕｔ
Ｔｆａｌｌ
③このときダイオードを通して出力に流れこんだ電荷は、出力から流れ出る電荷に等しいので（Ｔは１サイクルの時間）
(1/2)Imax*Tfall=Iout*T
①、②、③とダイオードの順方向電圧Ｖｆから
ｆ＊（Ｔｏｎ＊Ｖｄｄ）＾２
Ｖｏｕｔ＝－－－－－－－－－－－－－＋Vdd-Vf
２＊Ｌ＊Ｉｏｕｔ
※Ｖｏｕｔは周波数ｆあるいはＴｏｎにより制御できる
電圧の損失は、スイッチＳの寄生抵抗と、ダイオードの電圧降下のみとなる
※コイルの逆起電力を使って昇圧するので、高電圧、大電力を効率よく生成できるが、コイルのスイッチング時に電磁雑音を生じる（電源回路を電磁シールドする必要がある）
＿◇自励式DC-DCコンバータ
※ロイヤーの回路
RCC方式の変形版
⇒磁気飽和現象を積極的に利用する
⇒磁気飽和により、急激に励磁インダクタンスが低下し、その瞬間に大きな起電力を生じる
⇒飽和特性のするどい角型のヒステリシス曲線を描くトロイダルコアなどを使う
⇒発振周波数は、コアと巻きにより決まる
⇒実際には２～３ｋＨｚ
⇒起動のタネとして入力に数百μＦのコンデンサが必要
（コンデンダがないと電源ＯＦＦでも長時間にわたって１次側のコイルの両端に電圧がのこる。安全対策上も必要）
⇒スイッチングの度に２個のトランジスタ間に大きな短絡電流がながれる
⇒スイッチング損失
⇒あまり周波数をあげられない
※トロイダルコア
ドーナツ型のコアで、磁束の漏れのない形状。性能は理想的だが、コイルを巻く作業性は悪い
※ジェンセンの回路
２個のトランスを使用したロイヤー回路の改良
⇒入力側トランスは磁気飽和を利用した自励式スイッチング回路
⇒出力側は非飽和で使う
⇒スイッチング損失を大幅軽減
＿◇降圧型ＤＣＤＣコンバータＩＣ
スイッチングレギュレータ
基本構成
┌────┐
Ｖｉｎ│電源ＩＣ│ ┌─────┐ Ｖｏｕｔ
○┬─┤ ├─┬┤インダクタ├┬○
│ │スイッチ│ ┴└─────┘│
┷ └────┘ △ ┷
┯Ｃｉｎ │ ┯Ｃｏｕｔ
┴ ┴ ┴
※スイッチで断続して供給電力を降圧する
インダクタで断続電流を平滑化する。
ダイオードは第２のスイッチでもよい
①インダクタは電流を流し続けようとする
スイッチＯＮ：入力からインダクタをとおって出力電流がながれる
スイッチＯＦＦ：ダイオードからインダクタを通って出力電流がながれる
②入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔ
Pin=入力電圧*出力電流*デューティ
Pout=出力電圧*出力電流
理想的には Pin = Pout
⇒デューティ = 出力電圧 / 入力電圧
PWMによって入力電圧に応じてデューティを変化させれば出力電圧を一定に制御できる
※インダクタ
インダクタを流れる電流の変化率 dI/dt は電圧 V に比例、インダクタンスLに反比例する
⇒インダクタ電流はオン期間に増加、オフ期間に減少
⇒三角波のリプル電流となる
⇒振幅⊿Iを十分小さくするには、Ｌを大きくすれば良いが、巻き数が増え、大型になり、特性が悪化する。通常は、⊿Iの許容範囲でなるべくＬを小さくする
※定数決定
実際にはスイッチ、ダイオード、インダクタには電流がながれ、電圧降下と電力損失を生じ、デューティも変わり、⊿Iも変わる。d/dtが同じでも周波数が高いほど⊿Iは小さくなるが、過渡損失の増加で効率は低下する。
⇒インダクタの直流定格電流重要
定格を越えると磁気飽和してインダクタの働きを失う
※実装も問題
損失、出力変動、ノイズ
＿◇ＤＣＤＣコンバータ：チャージポンプ型
※利点
①トランスやコイルを使わないので小形にできる
②特定の電源電圧から、ＩＣ1個とコンデンサ数個で正負の電圧を作り出せる。
※欠点
①出力インピーダンスが高く、電流を取り出すと出力電圧が直ぐに低下する
⇒後段に安定化回路必要
⇒出力電流10mA～100mA程度が一般的
⇒品種によっては複数の並列接続ができるものもある
┏━┓ ┌─┐ ┏━┓
┌┨Ｎ┠┬─┤Ｎ├┬─┨Ｐ┠┬──┐
│┗━┛│ └─┘│ ┗━┛│ │
┌┴┐ ┴ ┴ │ │
│Ｖ│ ┬ ┬ │ │
└┬┘┌─┴┐ ┌┴─┐ │ │
│┏┷┓┌┴┐┌┴┐┏┷┓ ┴ ┌┴┐
│┃Ｎ┃│Ｐ││Ｎ│┃Ｐ┃ ┬ │↓│
│┗┯┛└┬┘└┬┘┗┯┛ │ └┬┘
│ │ ┌┴┐ │ ┌┴┐ │ │
│ │ │Ｖ│ │ │Ｖ│ │ │
│ │ └┬┘ │ └┬┘ │ │
┴ ┴ ┴ ┴ ┴ ┴ ┴
①太線のＴＲがオン、最初の容量はＶまで充電される
②太線オフ、細線ＯＮ。ポンプアップドライバにより最初の容量は２Ｖにポンプアップされ、２番目の容量も２Ｖ
まで充電される
③太線オン、細線オフ、２番目の容量は３Ｖにポンプアップされる。最初の容量はＶまで充電される
チャージポンプ回路の出力電圧Vout
Vout=Vin-Vds+n*(VΦ’-Vl-Vds)
n：ポンプの段数
VΦ：クロック信号の容量結合による各ノードの電圧振幅
Vin：電源電圧（通常はVdd)
Vl：ダイオードを流れる電流による電圧変動
Vds：電荷転送用ＦＥＴのドレイン・ソース間電圧
※代表的なチャージポンプＩＣ
MAX864
USBの+5Vから±10Vを作る
50mAが実用限界、このとき電圧は±8Vまで落ちる
＿◇ＤＣＤＣコンバータ：スイッチト・キャパシタ型
┌───┬────┬────┐
│ ┌┴┐ ┌┴┐ ┌┴┐
│ │Ｐ│ │Ｐ│ │Ｐ│
│ └┬┘ └┬┘ └┬┘
│ ├┐ ├┐ ├┐
│ ┴│ ┴│ ┴│
│ ┬│ ┬│ ┬│
│┏━┓││┏━┓││┏━┓││┏━┓
├┨Ｐ┠┤└┨Ｐ┠┤└┨Ｐ┠┤└┨Ｐ┠┬─┐
│┗━┛│ ┗━┛│ ┗━┛│ ┗━┛│┌┴┐
─┴─ ┌┴┐ ┌┴┐ ┌┴┐ ┴│↓│
┯ │Ｎ│ │Ｎ│ │Ｎ│ ┬└┬┘
│ └┬┘ └┬┘ └┬┘ │ │
┴ ┴ ┴ ┴ ┴ ┴
①まず、太線のＰＭＯＳトランジスタをＯＦＦし、細線のトランジスタをオン。各コンデンサをＶｄｄにチャージする。
②次に、太線をＯＮ、細線をＯＦＦするとコンデンサは直列に接続され、合計された電圧が出力にあらわれる。
※当然、最終段に近い側のトランジスタには高い電圧がかかるので高耐圧のものが必要
昇圧電圧Ｖｏｕｔは
Vout=(n+1)*Vdd-⊿Vr-⊿Vc
⊿Vc=Iout/(f*C)
※スイッチト・キャパシタ回路では、並列充電と直列放電のデューティが５０％のとき最も変換効率が高く、リップルも最小になる
＿◇チャージポンプ
Ｖｉ┌──┐ ┌──┐ Ｖｏ
◎─┤Ｓ１├┬┤Ｓ２├──┬─○
└──┘│└──┘ │
┌┴┐＋ │
│Ｃ│ │
│１│ │
└┬┘┌──┐ │
├─┤Ｄ１├─┤
┌┴┐└─→┘┌┴┐＋
│Ｄ↑ │Ｃ│
│２│ │２│
０Ｖ └┬┘ └┬┘
◎─────┴──────┴─○０Ｖ
Ｓ１とＳ２は交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。
①Ｓ１がＯＮ
Ｓ１→Ｃ１→Ｄ１→Ｃ２で電流ながれ、Ｃ１，Ｃ２チャージされる。
②Ｓ２がＯＮ
Ｃ１→Ｓ２→Ｃ２→Ｄ２で電流ながれ、Ｃ１，Ｃ２放電する。
スイッチＳやダイオードＤに電圧降下が無い理想状態では、
V1 = (C2/(C1+C2))*Vin = Vin – V2
V2 = (C1/(C1+C2))*Vin = Vin – V1
ここでＶ２＝Ｖｏである。Ｃ１，Ｃ２が等しければ(1/2)*Vinとなる。
＿◇インバータ
直流電力から交流電力を電気的に生成（逆変換）する電源回路。
＿◇POLコンバータ
Point of Load converter
マイクロプロセッサや、DSP、FPGAなどの近傍に配置するDC-DCコンバータ
⇒負荷端コンバータ
⇒低電圧大電流を必要とするデバイスに電流を供給する
※遠くから低電圧を供給したのでは電圧降下が無視できない
⇒中間バス・アーキテクチャ
根元１６．６Ｖ⇒７Ｖ⇒３．３Ｖ⇒１．８Ｖ，１．０Ｖなど
⇒この場合７Ｖが中間バス電圧
※VRM Voltage Regurator Module
※VRD Voltage Regurator Down Curcuit
＿◇CVCC電源
Constant Voltage Constant Current
定電圧定電流電源
※CVCC電源
ニッカド、鉛蓄電池、リチウムイオン２次電池などの充電回路
※定電流電源
電源電圧や負荷抵抗を変化させても負荷電流を一定に保つ電源
⇒定電流電源として動作可能な電圧範囲外では電流変動する
※定電流回路の回路方式
①定電流ダイオード(CRD)
⇒CRD自体が特殊なデバイス
⇒ただ電圧をかけるだけで、まずまずの特性が得られる
②JFETをつかった回路
※原理回路
┬Ｖｃｃ
│
┠┘
┌→┃Ｑ１
│ ┠┐
│ │
│ ┌┴─┐
│ │Ｒｓ│
│ └┬─┘
└──┤
▽Ｖｓｓ
ＪＦＥＴのドレイン電流Idが一定となる
⇒Vdsが変化してもIdが変化しないJFETを使用する必要あり
⇒選択したJFETのIdの範囲内でのみ使える
⇒Vp：ゲート・ソース間のピンチオフ電圧
（Vdsとは逆方向の電圧で、ドレイン電流が流れなくなる電圧）
Idss:ドレイン・ソース間電流
Id=Idss*(1-(Vgs/Vp))^2
⇒Idssはばらつくので、Rsは可変抵抗とする必要がある
Rs≒(Vp/Id)*(1-√(Id/Idss))
③ツェナーダイオードを使った定電流回路
┬ ○電流
┌┴─┐ │入力
│Ｒ２│ │＋
└┬─┘ │
│ ┃／
├─┨
│ ┃＼
└┴┐ Ｖ
▲ ┌┴─┐
│ │Ｒ１│
│ └┬─┘
├───┘
│
○
※トランジスタのVbeが一定であることを利用
⇒ツエナー電圧Vzにより、R1にはVz-Vbeの電圧が生じるが一定
⇒一定の電流が流れる
Ic=(Vz-Vbe)/R1
※VzとVbeの温度特性が影響する
⇒一般にVz>5Vのツエナーダイオードは、トランジスタのVbeと温特が逆に作用するので、温度特性を打ち消しあえる。
③カレントミラー回路による定電流回路
⇒特性の近い２つのトランジスタでカレントミラー回路をくむ
⇒ペアトランジスタが適するが、近年入手困難
＿◇PFC
Power Factor Correction
力率補正
◆発振回路
＿◇発振回路の分類
原理が異なる２形式がある
①正弦波発振回路
②し張発振回路
方形波
三角波
＿◇発振回路の原理
①正帰還回路
電圧利得Ａｖが１以上で、入出力の位相差がゼロの非反転増幅器の出力を入力に接続する。これにより入力端子に発生した雑音などがどんどん増幅されることが繰り返され、最終的に回路的に定まる最大振幅で発振を起こす。
この正帰還のループ中に周波数選択回路を挿入することで特定の周波数のみがフィードバックされるようにしたものが正弦波発振回路となる。
⇒発信周波数は帰還回路の共振周波数によってきまる。
┌─┐正帰還
┌──┬┤Ｃ├─┐
┌───┴┐ │└─┘ │
│共振回路│ │┌──┐│
└───┬┘ └┤＋ ││
│ │ ＞┴○
└───┤－ │
└──┘
※ＣＲ発振回路
②共振回路と負性抵抗素子による増幅
反転増幅器を負性抵抗素子として使い、並列共振回路の共振に対して回路損失により失われるエネルギーを補って発振を継続させる。
回路の抵抗Ｒとつりあう負性抵抗ЯでＲの効果を相殺する。
※負性抵抗
入力電圧が増える（減る）と出力電流が減る（増える）。傾き逆の負性抵抗。
Ｒ＝Ｖ／Ｉ
↑虚軸
↑ｊωＬ
┃
Я ┃ Ｒ
─←━━╋━━→→実軸
┃
┃
↓１／ｊωＣ
│
※ＬＣ発振回路、水晶発振回路
＿◇ＣＲ発振回路
ＣＲの充放電できまる時定数を利用した回路。低周波領域（数百kHzまで）で使用される。
┌──┐
┌────┤Ｒ０├──────┐
│ └──┘ │
│ │
│┌──┐│＼ │＼ │＼ │
├┤Ｒｓ├┤ ○┬┤ ○┤ ○┴○
│└──┘│／ ││／ │／
│ │
│ ┌──┐│
└───┤Ｃ０├┘
└──┘
インバータは７４ＨＣ０４
Ｒｓ＝１０ｋΩ：Ｃ０によりインバータに大電流が流れ込まないようにする電流制限抵抗
ｆ０＝１／（２．２＊Ｃ０＊Ｒ０）
ｆ０＝１００ｋＨｚ
Ｒ０＝１ｋΩ
Ｃ０＝４．５４ｎＦ
※温度や電源電圧が変動すると発振周波数が変動する。
＿◇電圧制御発振回路 VCO
VCO: Voltage Controlled Oscillator
ＬＣ発振回路のＣの一部を可変容量ダイオードに置き換えた。
＿◇移送発振回路
正帰還を基本とした発振回路。逆相増幅器で１８０°移相器で１８０°の正帰還。移相器での１８０°移相にあった周波数で発振する。移相器の挿入損失を補うだけの増幅度が反転増幅器にあればトータル利得が１になり発振を持続できる。
→利得が１以下では発振が停止する。利得が１以上では、発振出力が電源電圧などでクリップするまで大きくなり制限はにならない。（要出力ゲインの調整）
※ＣＲを用いた移相器
→定数を可変にするのは難しい。
①ハイパスフィルタによる進み位相型
入力┌─┐ ┌─┐ ┌─┐ 出力
○─┤Ｃ├┬┤Ｃ├┬┤Ｃ├┬─○
Ｖｉ└─┘│└─┘│└─┘│Ｖｏ
┌┴┐ ┌┴┐ ┌┴┐
│Ｒ│ │Ｒ│ │Ｒ│
└┬┘ └┬┘ └┬┘
│ │ │
┴ ┴ ┴
f=1/2π√(6CR) [Hz]
②ローパスフィルタによる遅れ位相型
入力┌─┐ ┌─┐ ┌─┐ 出力
○─┤Ｒ├┬┤Ｒ├┬┤Ｒ├┬─○
Ｖｉ└─┘│└─┘│└─┘│Ｖｏ
┌┴┐ ┌┴┐ ┌┴┐
│Ｃ│ │Ｃ│ │Ｃ│
└┬┘ └┬┘ └┬┘
│ │ │
┴ ┴ ┴
一段のＣＲ回路では最大９０°の位相シフト。１８０°シフトには３段のＣＲ回路が必要。
＿◇ＬＣ発振回路
ＬＣ共振回路と、反転増幅器で作った負性抵抗の組み合わせ
※低周波から高周波（数百ＭＨｚ）までの発振に使われる。（高性能な部品を使えば数ＧＨｚまで可能。Ｃを可変コンデンサにすれば周波数を可変にすることもできるが、周波数安定度があまりよくない）
※ＬＣ共振回路の振動を外部からエネルギーを供給し継続⇒ＬＣ発振回路
※ＬＣ共振回路のＣやＬの分割
┌──┐
┌┴┐┌┴┐
│Ｌ││Ｃ│
└┬┘└┬┘
└──┘
ｆ＝１／（２π√（ＬＣ））
┌──┐
┌┴┐┌┴─┐
│Ｌ││Ｃ１│
└┬┘└┬─┘
│ ┌┴─┐
│ │Ｃ２│
│ └┬─┘
└──┘
Ｃ＝Ｃ１Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）
┌──┐
┌┴┐┌┴─┐
│Ｃ││Ｌ１│
└┬┘└┬─┘
│ ┌┴─┐
│ │Ｌ２│
│ └┬─┘
└──┘
Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２
※Ｃ１とＣ２の接続点、Ｌ１とＬ２の接続点がエネルギーを注ぎ込む点となる。
ハートレー発振回路(Hartley Oscillator)
┌─┐
┌─┤Ｃ├─┐
│ └─┘ │
│ │＼ │
├─┤ ○─┤
┌┴┐│／ ┌┴┐
│Ｌ│ │ │Ｌ│
└┬┘ │ └┬┘
└──┴──┘
コルピッツ発振回路(Colpitts Oscillator)
┌─┐
┌─┤Ｌ├─┐
│ └─┘ │
│ │＼ │
├─┤ ○─┤
┌┴┐│／ ┌┴┐
│Ｃ│ │ │Ｃ│
└┬┘ │ └┬┘
└──┴──┘
※変形コルピッツ回路
＿◇ＬＣ共振回路の設計例
原理：ＬＣの並列共振の両端で位相が反転
┬５Ｖ
│
│＼
┌─┤ ○─┬──○
│ │／ ┌┴┐ Ｖｏｕｔ
│ │Ｒ│ ○
│ ┌─┐└┬┘ ┴
├─┤Ｌ├─┤
│ └─┘ │
┌─┴┐ ┌┴─┐
│Ｃ１│ │Ｃ２│
└─┬┘ └┬─┘
└──┬──┘
┴
ＩＮＶ：４０４９
Ｌ：８２０μＨ
Ｃ１，Ｃ２：２４０ｐＦ
Ｒ：１０ｋ
※コンデンサの容量⇒２個の直列容量に変換
２４０ｐＦｘ２個⇒１２０ｐＦ
ｆｏｓｃ＝１／（２π√（ＬＣ））
1/{2*3.14*√(820e-6 * 120e-12)}
≒500kHz
浮遊容量により、実際にはこれより少し低くなる
振幅は入力保護回路の効果により電源電圧程度
※抵抗成分よりもリアクタンス成分の割合が高いほど（Ｑが高いほど）共振周波数でのインピーダンスの変化が鋭い
＿◇クラップ発振回路 (Clapp Oscillator)
原理回路
┌─┐
┌─┴┐│
┌─┐ │ Ｃ││
┌┤Ｃ├┬─┤Ｂ ││
│└─┘│ │ Ｅ││
┌┴┐ ┌┴┐└─┬┘│
│Ｌ│ │Ｃ│ │ │
└┬┘ └┬┘ │ │
│ ├───┘ │
│ ┌┴┐ │
│ │Ｃ│ │
│ └┬┘ │
└───┴─────┘
Ｃ１，Ｃ２をＣ３より大きくすることでトランジスタの温度変動などのパラメータの変動の影響を受けにくくなる。Ｃの一部を可変容量ダイオードにしてＶＦＯ，ＶＣＯを構成しやすい。
┌───┬───┬○
┌──┴┐ ┌┴─┐ │＋６Ｖ
│Ｒｂ１│ │Ｃ５│ │
└──┬┘ └┬─┘ │
│ ┴ ┌─┴┐
┌──┐│ │ Ｃ│
┌┤Ｃ３├┼──┬──┤Ｂ │
│└──┘│ ┌┴─┐│ Ｅ│
┌┴┐ │ │Ｃ１│└─┬┘┌──┐
│Ｌ│┌──┴┐└┬─┘ ├─┤Ｃ４├○
│０││Ｒｂ２│ ├────┤ └──┘出
└┬┘└──┬┘┌┴─┐┌─┴┐ 力
│ │ │Ｃ２││Ｒｅ│
│ │ └┬─┘└─┬┘
│ │ │ │
┴ ┴ ┴ ┴
ｆ０＝１／｛２π√(L0C1C2C3/(C1C2+C2C3+C3C1))｝
Rb1=Rb2=10kΩ
C1:18p
C2:33p
C3:10p
Re:1kΩ
C4:10p
C5:0.01μ
トランジスタ：２ＳＣ１９０６
＿◇水晶発振回路
水晶：ＳｉＯ２結晶。圧電効果がある。機械的な圧力で電荷を発生し、電圧を加えると振動する。
※Ｑの値（Q=ωL0/R0)が10000から100000程度得られ、高い周波数安定度が達成できる。
※発振周波数は数十ＭＨｚ程度と低い。
水晶振動子の等価回路
┌─┐ ┌─┐ ┌─┐
┌┤Ｌ├─┤Ｃ├─┤Ｒ├┐
│└─┘ └─┘ └─┘│
○┤ ┌──┐ ├○
└────┤Ｃ０├───┘
└──┘
Ｃ０は電極間容量。
リアクタンスがゼロになる共振点はｆｓとｆｐの２箇所あり、ｆｓとｆｐの間の誘導性の部分を使い、水晶をＬとみてＬＣ発振回路と同様な考え方で設計する。ｆｓ以下およびｆｐ以上では容量性となる。
→発振状態では、Ｌ’＋Ｒ’の直列回路とみなせる。
fs=1/2π√(LC)
fp=1/2π√(L(C0*C/(C0+C)))
※CはC0に比べて大変小さい容量なので、fsとfpは近接している。
※変形コルピッツ回路
（クラップ発振回路に類似）
┌───┬───┬○
┌──┴┐ ┌┴─┐ │＋６Ｖ
│Ｒｂ１│ │Ｃ５│ │
└──┬┘ └┬─┘ │
│ ┴ ┌─┴┐
┌──┐│ │ Ｃ│
┌┤Ｃ３├┼──┬──┤Ｂ │
│└──┘│ ┌┴─┐│ Ｅ│
┌┴┐ │ │Ｃ１│└─┬┘┌──┐
│Ｘ│┌──┴┐└┬─┘ ├─┤Ｃ４├○
│１││Ｒｂ２│ ├────┤ └──┘出
└┬┘└──┬┘┌┴─┐┌─┴┐ 力
│ │ │Ｃ２││Ｒｅ│
│ │ └┬─┘└─┬┘
│ │ │ │
┴ ┴ ┴ ┴
ｆ０＝１／｛２π√(L0C1C2C3/(C1C2+C2C3+C3C1))｝
X1:10MHz
C3:50p可変
Rb1=Rb2=10kΩ
C1:470p
C2:220p
Re:1kΩ
C4:10p
C5:0.01μ
トランジスタ：２ＳＣ１９０６
※ＣＭＯＳインバータを使用した水晶発振（方形波）回路
┌─┐
┌─┤Ｒ├─┐
│ └─┘ │
│┃┌─┐┃│
├┨│ │┠┤
│┃└─┘┃│
│ │＼ │ │＼
├─┤ ○─┼─┤ ○──○
┌┴┐│／ ┌┴┐│／
│Ｃ│ │Ｃ│
└┬┘ └┬┘
┴ ┴
インバータ：７４ＨＣＵ０４
Ｃ：２２ｐＦ
Ｒ：１ＭΩ
※負荷容量ＣＬ
水晶振動子により、発振周波数とインダクタンスの値は決まっているので、共振させるための外付け容量ＣＬも水晶振動子毎に決まっている。（データシート記載）
水晶振動子の両端に接続される容量ＣＬは、
CL=1/((1/C1)+(1/C2)) [F]
→接続した負荷によって発振状態や周波数が変化するので、バッファ・アンプを介して出力を取り出した方が良い。
※Ｑダンプ抵抗を入れる場合
┌─┐
┌─┤Ｒ├─┐
│ └─┘ │
│ │＼ │ │＼
├─┤ ○─┼─┤ ○──○
│ │／ │ │／
│ ┌┴─┐
│ │Ｒｓ│
│ └┬─┘
│┃┌─┐┃│
├┨│ │┠┤
│┃└─┘┃│
┌┴┐ ┌┴┐
│Ｃ１ │Ｃ２
└┬┘ └┬┘
┴ ┴
インバータ：７４ＨＣ０４
Ｃ：３３ｐＦ
Ｘ１：１０ＭＨｚ
Ｒ：１ＭΩ
通常はＣ１＝Ｃ２だが、発振しにくい場合はＣ１／Ｃ２の
比率を大きくする。
水晶振動子よりもはるかに高い周波数で異常振動をしたときは、
Ｑダンプ抵抗Ｒｓ（＝１ｋΩ）を入れる。Ｃ１，Ｃ２をトリマコンデンサとすることで発振周波数の調整が行える。
※オーバートーン発振回路
基本波意外に、高調波を用いるモードがある。３次、５次などのオーバートーンがある。基本波では３０ＭＨｚ程度まで、それ以上ではオーバトーンで発振させる。
＿◇セラミック振動子を用いた発振回路
セラミックも水晶と同じように圧電効果を持つ。等価回路も同じ。よって水晶と同様の発振回路で発振することができる。ただし、インピーダンスが誘導性になる範囲（ｆｓ、ｆｐ間）は水晶より数十倍広く、周波数の設定精度や安定度（温度変化、経年変化）は水晶に劣る。
＿◇発振
増幅率G倍の増幅器に信号esを加えた場合に出力電流V0
＿◇シュミットトリガインバータによる方形波発振
シュミットトリガインバータにＲＣで帰還をかけるだけ。
電圧Ｖｉは、ライズ、フォールとも
Vdd(1-e^(-t/CR))
で変化するので、この電圧が、シュミットトリガのViLとViHの間で変化するのにあわせて、Ｖｏが出力される。
┌─┐
┌──┤Ｒ├──┐
│ └─┘ │
│Ｖｉ┌─┐ │Ｖｏ
├──┤ ＞○─┴○
┌┴┐ └─┘
│Ｃ│
└┬┘
│
┴
ViL=0.37Vdd, ViH=0.63Vddであると、foscの目安は1/CR[Hz]となる。
※R≧10kΩ,C≧100pF程度
※シュミットトリガインバータ
TC74HC14AP
TC4584BP
TC74AC14P
＿◇ＳＳＣＧ
spread spectrum clock generator
スペクトラム拡散クロック発振器
※主としてEMI対策に使われる
⇒規制の許容値を超えるピークを凹ます
⇒クロック発振器をＳＳＣＧに交換するだけでピークを抑えられるので対策として簡便
⇒周波数変調キャリアのピークエネルギーは、無変調キャリアよりも少ない
⇒クロックの基本周波数を所定の速度で上下にスイープするとピークエネルギーが低減する（広範囲の周波数に分散される）
⇒ピーク値を抑えるだけで、全エネルギーが変わるわけではない
※デューティ５０％の理想的なクロックの場合
⇒奇数次高調波のみ
dB低減の目安となる式
dB=6.5+9(Log10(F))+9(Log10(BW))
F:周波数 [MHz]
BW:総拡散率 (ピークピーク拡散の周波数幅を周波数で割る）
Fに1,3,11次の高調波の周波数を入れて計算する
※変調プロフィールの周波数はオーディオ帯域より上にあるべき
※センタースプレッドクロック
基準周波数の上と下に均等に拡散
※ダウンスプレッドクロック
基準周波数の下だけ
※周波数変動幅、周波数変動波形もチップによって異なる
※副作用１：ジッター
⇒データ伝送などに使う場合は、アイ・パターンで伝送品質を確認しなければならない
※副作用２：共振
⇒クロックの中心周波数で共振しない信号線が変動を与えた周波数で共振する可能性がある
⇒対策後の状況を確認すること
＿◇ジッタ
クロックの周期の変動
例）隣接するクロックのの周期が20nSから20.1nSに変わるならば、サイクル間ジッタは100pS
◆ＰＬＬ
＿◇概要
ＰＬＬからの発振周波数foutは、基準周波数を fref、分周数を N
とすると
fout = fref * N
※以下のような回路からなる一種のサーボ回路
ＶＣＯは、外部からの入力ＥｃがなければＣとＲで
さだまるｆＴで発振している。
位相比較器ＰＣは、２種類の入力ｆｉとｆＴが互いに
同じ極性のとき正出力、反対極性のときに負出力をｅｃ
として出力する。これを平均してＶＣＯに入力すること
でＶＣＯの発振はｆｉと同じ周波数で位相差９０度の
状態に引き込まれる。（ロックされる）
ｆｉ┌──┐ ｅｃ┌───┐
→─┤ＰＣ├──→┤ＬＰＦ│
└┬─┘ └──┬┘
│ ↓Ｅｃ
│ ┌──┴──────┐
←──┴──←──┤ＶＣＯ │
ｆＲ （ｆＴ）└┬───┬───┬┘
│┌─┐│┌─┐│
└┤Ｃ├┴┤Ｒ├┘
└─┘ └─┘
ＰＣ：位相比較器
ＬＰＦ：ローパスフィルタ
ＶＣＯ：電圧制御発振回路
Ｃ(Ct)：自走発振周波数決定キャパシタ
Ｒ(Rt)：自走発振周波数決定抵抗
ｆｉ：比較入力電圧
ｅｃ：位相比較の結果
Ｅｃ：直流制御電圧
ｆＲ：ロックされたＶＣＯ電圧
ｆＴ：自走発振周波数
①ｆＴとｆｉの位相０度
┏━┓ ┏━┓ ┏━┓
ｆＴ┠─╂─╂─╂─╂─╂
┗━┛ ┗━┛
／＼ ／＼ ／＼
ｆｉ──────────
＼／ ＼／
／＼／＼／＼／＼／＼
ｅｃ──────────
（ｅｃの平均値がＥｃ）
━━━━━━━━━━
Ｅｃ──────────
②ｆＴとｆｉの位相９０度
┏━┓ ┏━┓ ┏━┓
ｆＴ┠─╂─╂─╂─╂─╂
┗━┛ ┗━┛
／＼ ／＼ ／＼
ｆｉ──────────
／ ＼／ ＼／
／ ／ ／ ／ ／
ｅｃ──────────
／ ／ ／ ／ ／
（ｅｃの平均値は０）
Ｅｃ──────────
③ｆＴとｆｉの位相１８０度
┏━┓ ┏━┓ ┏━┓
ｆＴ┠─╂─╂─╂─╂─╂
┗━┛ ┗━┛
／＼ ／＼
ｆｉ──────────
＼／ ＼／ ＼／
ｅｃ──────────
＼／＼／＼／＼／＼／
（ｅｃの平均値がＥｃ）
Ｅｃ──────────
━━━━━━━━━━
＿◇ＬＣ発振回路と水晶発振回路
┌──────┐ ┌──────┐
│基準発振器 ├→┤１／Ｒ分周器│
└┬────┬┘ └┬─────┘
││┌┐││ │ｆｒ／Ｒ
└┤││├┘ │ Ｋａ
ｆｒ│└┘│ │ ┌─────┐
┌─────┘┌─┤直流増幅器├┐
Ｋｐ↓ ↑ └─────┘↓Ｋｖ
┌───┴─┐ ┌──┴─┐┌─────┴─┐
│位相比較器├→┤ループ ││電圧制御発振器│
└───┬─┘ │フィルタ││（ＶＣＯ） │
↑ └────┘└──┬────┘
┌───┴──┐ ↓
│１／Ｎ分周器├─────────┴─○出力
└───┬──┘ｆ０＝Ｎ＊ｆｒ／Ｒ ｆ０
ｆ０／Ｎ↑
Ｎ値設定
無線用の高周波発振回路として、水晶発振器のような正確で安定した基準信号発振器により基準周波数ｆを作り、その信号を１／Ｒ分周器で周波数がfr/Rの基準信号を得る。
＿◇ＰＬＬ性能を示す諸特性
※ロックレンジ
PLLがロックされた状態で、fiをfTから次第に遠ざけたとき、ロック状態を保てる周波数レンジをいう。fT=1として正規化し、ロック可能なＶＣＯのｆＲの範囲を小数表示する。保持範囲、トラッキングレンジとも言う。
※キャプチュアレンジ
PLLがロックされていない状態から、fiをfTに次第に近づいたとき、ロック状態に引き込まれるfiのfTに対する偏差範囲をいう。引き込み範囲、ロックインレンジともいう。ロックレンジよりもやや狭くなる。
※ループ利得
PLL系全体の直流利得。利得が大きいほど、ロックレンジやキャプチュアレンジが広くなる。
ＰＣの変換利得Apc (V/rad)
ＶＣＯの変換利得Avco (rad/V)
アンプの利得Aamp
ループ利得 ＝ Apc * Avco * Aamp
※ロックアップタイム
fiを急に変化させたときfRが追従するまでにかかる時間
※ダンピングファクタ
ステップ入力を加えたときの過渡的な振動を示す係数。
Ｄ＝０振動継続
Ｄ≧1振動せずに出力変移して安定
０＜Ｄ＜１振動減衰しながら安定状態へ
※自然周波数
Ｄ＝０のときに発生する振動の周波数
＿◇位相比較回路
ＰＬＬは位相比較回路ＰＣの回路方式によって、
アナログ型とデジタル型に大別される
※基準信号と比較信号を毎周期比較し、その位相差情報を電圧もしくは電流パルスとして出力する。
→チャージポンプ回路を内蔵した電流出力型の位相比較器が多い。
基準信号 ┌─────┐
ｆｒ／Ｒ─→┤位相比較器├─→⊿φ＝２πｔ／Ｔ
└─┬───┘ 電流出力型 Ｉｐ
比較信号───→┘ 電圧出力型 Ｖｐ
ｆ０／Ｎ
周期Ｔ
←──────→
┌─┐ ┌─┐ ┌
│ │ │ │ │
ｆｒ／Ｒ─┘ └─────┘ └──────┘
┌─┐ ┌─┐
│ │ │ │
ｆ０／Ｎ─────┘ └─────┘ └───
←─ｔ→
┌───┐ ┌───┐
│ │ │ │
⊿φ ─┘ └───┘ └─────
※位相差情報の伝達関数を計算するのは複雑なので、設計時には、位相比較器の出力を平坦化した変換利得Ｋｐを設計パラメータとして用いる。
位相差⊿φ[rad]のとき、平坦化した変換利得Ｋｐは、
Ｋｐ＝Ｉｐ／⊿φ＝ＩｐＴ／（２πｔ）[A/rad]
もしくは
Ｋｐ＝Ｖｐ／⊿φ＝ＶｐＴ／（２πｔ）[V/rad]
※位相比較器と電圧制御発振器の間にあるループ・フィルタで位相比較器の出力が平均化される。
※位相比較器は、周波数変換器（アナログ乗算器）同様の動作であり、２つの入力周波数ｆｒ／Ｒとｆ０／Ｎの和と差が出力される。この後のループフィルタはローパスフィルタであるので、差の成分のみを通過させ、これが０になるように制御する。
※電圧出力型位相比較器では、ループ利得を補うために直流増幅器（利得Ｋａ）を設けることもある。
※ｆ０／Ｎがｆｒ／Ｒと一致した状態をロックという。
※ＰＬＬ発振器の発振周波数ｆ０
ｆｒ
ｆ０＝Ｎ－－－
Ｒ
※１／Ｎ分周器のＮの値を設定すれば、ｆｒ／Ｒの周波数間隔で任意の周波数を設定できる。
※基準信号発振器には水晶発振回路の他、ＴＣＸＯ(Temperature Controlled Crystal Oscillators)が使われる。
＿◇ＶＣＯ
電圧制御発振器
発振周波数f0は外部から入力される制御電圧で決めることができる。ＶＣＯの出力信号を１／Ｎ分周器に通して周波数がｆ０／Ｎの比較信号を得る。
※１／Ｎ分周器：Ｎの値を任意に設定できるプログラマブル・ディバイダ
＿◇ＬＭ５６５Ｃ
アナログ型ＰＬＬ－ＩＣ
＿◇アナログＰＬＬ
基準
信号 ┌───┐ ┌────┐ ┌───┐出力
──→┤ＰＦＤ├→┤アナログ├→┤ＶＣＯ├┬→
┌→┤ │ │フィルタ│ │ ││
│ └───┘ └────┘ └───┘│
│ ┌───┐ │
└────────┤分周器├──────┘
└───┘
ＰＦＤ：位相周波数比較器
＿◇デジタルＰＬＬ
基準
信号 ┏━━━┓ ┌────┐ ┌───┐出力
──→┨ＰＦＤ┠→┤アナログ├→┤ＶＣＯ├┬→
┌→┨（Ｄ）┃ │フィルタ│ │ ││
│ ┗━━━┛ └────┘ └───┘│
│ ┏━━━━━━━━━━┓ │
└─┨プログラマブル分周器┠──────┘
┗━┯━━━━━━━━┛
↑周波数制御入力
※太線部がデジタル
＿◇ＡＤＰＬＬ
all digital phase-locked loop
ＦＯＵＴ
周波数制御入力ＦＣＷ ┏━━━━┓ ┏━━━┓出力
──────────→┨デジタル┠─┨ＤＣＯ┠┬→
基準信号┏━━━━┓ ┃演算 ┃ ┗━━━┛│
───→┨ＣＯＵＮ┠→┨ ┃ │
Ｆｒｅｆ┃ＴＥＲ＋┃ ┗━━━━┛ │
┌→┨ＴＤＣ ┃ │
│ ┗━━━━┛ │
│ │
└────────────────────┘
Ｆｏｕｔ＝ＦＣＷ＊Ｆｒｅｆ
※太線部がデジタル
※130nm以下のCMOSで1.5V以下の電源電圧で、アナログPLLよりも良い性能を得ることが期待できる。
→チャージポンプが無いので低電圧動作ができる
DCO
入力がデジタル値で制御できる発信回路。ＣをＭＯＳバラクタのアレイで作るが、各バラクタは２値で制御し、さらに各バラクタを⊿Σ変調によるディザリングで行う
※⊿Σ型のＤＡ変換器とも類似
※ＤＣＯの利得
ＤＣＯのデジタル入力値を１ビット変化させたときの周波数変化⇒デジタル自己校正により自動計測、逆数をかけて正規化する。
カウンタ回路。。。整数部分の計測
ＴＤＣ。。。少数部分を計測
位相差が分かる。温度、電圧変動の影響を自己校正によりキャンセルする。
◆クロック回路
※クロックの設計目標
⇒「ひずみ無し」はコスト増
⇒最低限の目標として、クロック受信端でスレッショルド電圧内にグリッヂを生じさせないこと
スタブ配線⇒反射
一筆書きにする
⇒クロックドライバ使う
＿◇水晶振動子
＿◇セラミック振動子
＿◇水晶発振器
オシレータ
＿◇VCO
Voltage Controled Oscillator
周波数可変（可変範囲広い）
周波数安定度は低い
⇒ＰＬＬと組み合わせる
┌───┐ ┌────┐
│┤□├├──┤Ａ │位相誤差┌────┐ＨＦカット
└───┘ │ ＰＬＬ├───→┤フィルタ├┐
┌┤Ｂ │ └────┘│
│└────┘ │
│ ┌───┐ ┌───┐│
└────┤分周器├─┬┤ＶＣＯ├┘
└───┘ │└───┘
└─→出力
＿◇VCXO
Voltage Controled Crystal Oscillator
周波数狭い範囲で可変
⇒既知の周波数に対する誤差を補正する程度
⇒ＰＬＬと組み合わせるようなものではない
安定度はVCOより２桁以上高い
＿◇TCXO
Temperature compensated Crystal Oscillator
温度特性優れる
VCXOでも100ppmがTCXOなら0.5ppm
＿◇OCXO
Oven Controlled Crystal Oscillator
小形恒温槽にVCXO組み込み
10^-9オーダ誤差
＿◇NCO
Numerical Controlled Oscillator
※DDS(Direct Digital Synthesizer)などで利用
⇒発振出力をD/A,ローパス通して任意のアナログ波形を作り出す
＿◇ゼロディレイクロックバッファ
ＰＩＮ間スキュー補正
内部にＰＬＬ持つバッファで入力クロックと位相の合ったクロックを出力する
On Semi NB2305など
＿◇リクロッカ
クロッククリーナ
クロックコンディショナ
＿◇トロンボーン配線
等長配線
◆ＲＥＳＥＴ回路
＿◇ＲＣ回路
＿◇リセットIC
電圧監視→電圧ＤＲＯＰ→ＲＥＳＥＴ
①遅延なし
②固定遅延時間
③外付け部品で可変遅延
※ＣＭＯＳ出力
※オープンドレイン出力
複数系統のＲＥＳＥＴを一本化するとき
※多電源監視リセットＩＣ
※ＷＤＴ内蔵リセットＩＣ
※ＲＴＣ内蔵リセットＩＣ
◆電圧、電流保護
＿◇過電圧保護
Over Voltage Protgection
＿◇過電流保護
Over Current Protection
＿◇過小電圧保護
Low(Under) Voltage Protection
◆ＡＤ変換器
analog-to-digital converter
＿◇離散化と量子化
①離散化（サンプリング）
ある一定の時間毎に区切る
⇒サンプリング速度
⇒ナイキストの定理により最低でもアナログ信号周波数fに対し
f/2
②量子化
ある一定の大きさ毎に区切る
⇒分解能
⇒量子化単位(LSB:least significant bit)
※量子化誤差
※Ａ／Ｄ変換では、離散化のためのクロックと量子化のためのアナログデータが入力となる。
＿◇Ａ／Ｄ変換器の特性
①アナログ信号に存在する一番高い周波数の倍のサンプリングクロックに対応していること
②使うデジタルデータの幅に対応していること
＿◇ＡＤＣによるデータ収集システム
基本的なブロック図
◎入力
↓
┌────┼───────┐
│┌───┴──────┐│
││アンプ／アッテネータ││
│└───┬──────┘│
│┌───┴┐ │
││ＬＰＦ │ │
│└───┬┘ │
│┌───┴──────┐│
││アンプ／アッテネータ││
│└───┬──────┘│
└────┼───────┘
↓
┌────┴┐
│ＡＤＣ │
└────┬┘
┌────┴┐
│メモリ │
└────┬┘
┌────┴┐
│ＤＳＰ │
└─────┘
＿◇ＡＤＣの各種変換方式
変換時間もしくは逆数の変換レート(sps: sample per seconed)で評価。
※変換レートとクロック周波数が同じものではＨｚで変換時間を表すことがある。
分解能はビットで表示。
①∑⊿型
変換レート１００ｋｓｐｓ程度
⇒１Ｍオーダもある
分解能は２０ビットを超える
⇒２４ビット
②逐次比較型
SAR: successive approximation register
測定電圧はサンプルホールド回路で保持。これとＤＡ変換器で作った基準電圧を比較していく（２分検索的に）。出力を表現するビット数相当の比較サイクル数が必要となる。
変換レート１Ｍ～１０Ｍｓｐｓ程度
⇒数Ｍ
分解能は１６ビット～１２ビット
③パイプライン型
変換レート１０Ｍ～１００Ｍｓｐｓ程度
⇒数１００Ｍ
分解能は１４ビット～１０ビット
④フラッシュ型（並列比較型）
ｎビットのデジタル値に対して基準電圧が異なる（２＾ｎ）－1個のコンパレータをならべて一斉に比較する。結果をエンコードして値とする。サンプル・ホールド回路不要で高速だが、ハードウエア量は大。
変換レート１００Ｍ～１０Ｇｓｐｓ程度
分解能は８ビット～１０ビット
６～１２ビット
＿◇シグナルコンディショナ
ＡＤＣの受けられる範囲に入力信号を収めるための回路。全帯域に渡ってゲインを調整するアンプやアッテネータと、特定の周波数帯域の信号を減衰させるアナログフィルタからなることが多い。
※直流に交流が重畳しているときの方式と得失
①入力アッテネータによりＡＤＣ入力レンジに収める。
ＡＤＣの分解能を有効に割り振ることはできないが、直流分と交流分を同時に評価できる。
②ＨＰＦにより直流成分取り除き増幅。
交流分だけを分解能良く評価できるが、入力の過渡的変化にＬＰＦの応答がセトリングするまでの待ち時間が必要になる。
③直流分と同じ電圧を発生できる電圧源と入力からの減算回路を用意し、その後で増幅
ハード複雑になり、ノイズも増加。
※アンチエイリアシングフィルタ
ナイキストサンプリング（入力の倍以上のサンプルレートで変換）
→アンチエイリアシングフィルタにより入力信号がナイキストサンプリングの範囲になるよう入力信号帯域を制限する
※アンダーサンプリング
＿◇リニアリティとその改善
非線型性
INL (Integral Non – Linearity 積分非直線性）
大局的な曲がりに対応
非線形性DNL (Differential Non – Linearity 微分非直線性）
デジタル化のステップの不揃いに起因。局所。
※DNLの改善のため、ランダム信号（ノイズ）を加えステップの不揃いを平均化してしまう処理あり。このときのランダム信号を「ディザ」という。
ゲイン誤差
オフセット誤差
Ｓ／Ｎ
＿◇移動平均
移動平均処理はＬＰＦの動作と同じ。
入力信号から移動平均で処理された信号を引くと、ＨＰＦの動作と同じ。
＿◇直交式A-D変換
位相検波回路を用いて同相成分(In-phase)と直交成分(Quadrature-phase)の２つの信号に分けてA-D変換する。情報量としては、Ａ－Ｄ変換器１台で倍の周波数でサンプリングするのと同じだけの情報となるので、サンプリング周波数は信号帯域幅以上であればよい
＿◇デルタコンバータ
UP/DOWNカウンタの出力値を遅延させ、その値をＤ／Ａで出力、入力信号との差をコンパレータで比較し、ＵＰかＤＯＷＮかの１ビットの信号にする。これでカウンタを駆動する。
＿◇⊿∑型ADコンバータ
アナログ信号の入り口に積分回路が入る。デルタコンバータで扱えない無変化の信号に対処するため。コンパレータでコンパレートした結果をオーバーサンプリングしてパルス密度変調波形を得る。これを１ビットＤ／Ａを介してアナログ信号の入力にフィードバックする。出力値はパルス密度波形をデジタルフィルタを介して得る。
※オーバサンプリングは、総和が変わらないノイズ成分の電力をより広い信号帯域に分散させることでノイズ成分を軽減することになる
※ノイズシェービング
⊿∑変調では、低周波領域でノイズが押さえられ、高周波領域にノイズが押し出される
◆ＤＡ変換器
digital-to-analog converter
＿◇特性
①分解能
②サンプリング速度
③微分非直線性誤差
⇒入力と出力の理想直線からどれだけずれているか
⇒単位LSB
＿◇回路形式
①抵抗ラダー型
８～１２ビット
１Ｍサンプル／Ｓ
簡単で回路規模小さい
②抵抗ストリング型
③容量アレイ型
④⊿∑型
１８～２４ビット
速くても数１０Ｍサンプル秒
⇒主にオーディオ機器向け
⑤電流源スイッチ型
重み付けした電流源をデジタル値でスイッチする
８～１６ビット
１Ｇサンプル／Ｓと高速
回路規模、消費電力大
⇒映像機器、通信機器
＿◇プリミティブなＲ－２Ｒラダー例
┌───┐┌─→出力
→┤２０Ｋ├┤
└───┘│
┌──┴┐
│１０Ｋ│
└──┬┘
┌───┐│
→┤２０Ｋ├┤
└───┘│
┌──┴┐
│１０Ｋ│
└──┬┘
┌───┐│
→┤２０Ｋ├┤
└───┘│
┌──┴┐
│１０Ｋ│
└──┬┘
┌───┐│
→┤２０Ｋ├┤
└───┘│
┌──┴┐
│１０Ｋ│
└──┬┘
┴
※但し、入力電圧は高い精度で一定の電圧を出力しつづけることができるスイッチング回路から供給する必要がある。
※抵抗ラダー型原理回路
Ｖｒｅｆ
┬┌─┐ ┌─┐ ┌─┐ ┌──┐
├┤Ｒ├┬┤Ｒ├┬┤Ｒ├┬┤２Ｒ│
│└─┘│└─┘│└─┘│└─┬┘
┌┴─┐┌┴─┐┌┴─┐┌┴─┐│
│２Ｒ││２Ｒ││２Ｒ││２Ｒ││
└┬─┘└┬─┘└┬─┘└┬─┘│ ┌─┐
○ ○ ○ ○ │┌┤ｒ├┐
／ ／ ／ ／ ││└─┘│
○ ○ ○ ○ ○ ○ ○ ○ ││┌─┐│
│ └─┼─┴─┼─┴─┼─┴─┼┴┤－││
│ │ │ │ │ │ ＞┴○
└───┴───┴───┴───┼─┤＋│
┴ └─┘
※Ｒ－２Ｒラダーにより、流れる電流は各分起点で半分ずつになっていく
例）Ｖｒｅｆから１６ｍＡ流せば
最左端の２Ｒ：８ｍＡ
次：４ｍＡ
次：２ｍＡ
次：１ｍＡ
と２のべき乗系列が得られる
◆フィルタＩＣ